Buck Synchron..

Am 04.08.2013 22:42, schrieb Hanno Foest:

Lieferanten von Ersatzteilen finden sich durchaus - wenn man den Fehler lokalisiert hat.

Butzo

Am 04.08.2013 22:56, schrieb Klaus Butzmann:

Meiner hat sowas nicht, und es seht dir frei, einen ohne sowas zu kaufen.

Ansonsten hab ich für die Schaltnetzteile, die ich sonst so repariere, auch keinen Schaltplan, und für die Geräte mit Microcontroller erst recht nicht. Was will man damit? Wenn der Chip fritte ist, dann hast du eh das Problem, die Firmware zu bekommen, und was anderes geht seltenst kaputt. Außer vielleicht Elkos oder Mechanik, aber das sieht man ja.

Hanno

Am 05.08.2013 00:33, schrieb Hanno Foest:

Oft haben die Dinger ein Kondensatornetzteil, und da muss man nicht lange suchen.

Gruß Dieter

Am 04.08.2013 22:56, schrieb Klaus Butzmann:

Ja man fragt sich, wie denn Kühlschränke ohne Atmel und Schaltnetzteil überhaupt funktionieren konnten?

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mfg hdw

Hier es ~4 Ohm und die schlägt der Hersteller vor, damit der IGBT ein besseres Leben hat.

Grüße

- Michael Wieser

war offline.

Diese Kapazität vom Kollektor zum Gate ist auch dann da wenn der IGBT nicht durchgeschalten wird, also gesperrt ist (Ugate negativ zum Emitter vom IGBT).

Die Gateansteuerung sieht im statischen Betrieb quasi nur einen Kondensator und daher fließt - abgesehen beim Umschalten kein nennenswerter Strom in diesem Kreis.

So, und nun tut sich aus anderen Gründen stundenlang am C vom gesperrten IGBT einiges, 0-700V mit 20uS-Pulsen @ max. 10kHz. Da wird also Ladung über die C-G-Strecke vom IGBT eingekoppelt (800pF). Diese Ladung kann die (negative) Gatespannung so verändern, daß der Switcher, der diese Spannung für die neg. Gateansteuerung zur Verfügung stellt auch Last aufnehmen sollte, wenigstens hin und wieder. Das über einen Shunt zu machen geht, kostet aber vor allem Platz.

Grüße

- Michael Wieser

Am 05.08.2013 10:38, schrieb Michael Wieser:

klar.

Ich sehe das Problem aber trotzdem nicht. Die Ladung, die über Die Kollektor-Gate-Kapazität reinkommt ist doch begrenzt, z.B. 560nC (Uc*Cres). Gleichstrom kann dort ja keiner fließen. Jede fallende Flanke am Kollektor koppelt die 560nF in den Kondensator ein, die negative Versorgungsspannung wird dadurch noch negativer. Auf eine fallende Flanke kann aber nur eine steigende kommen, und die nimmt die Ladung ja wieder raus. Da kann sich nichts hochpumpen. Wenn man nun z.B. den Block-C so groß macht, dass 560nC nicht mehr als z.B. 0,1V Spannungsänderung macht, dann ist das Problem doch gelöst.

Ich glaube, Du siehst da ein Problem, wo kein Problem ist.

Michael

Am 04.08.2013 16:26, schrieb Joerg:

Die Gate-Widerstände reduzieren die Toleranz der Gate-Ansteuerung massiv.

Eine große Schottky-Diode hat viel Sperrschichtkapazität, was das ganze ad absurdum führt.

Die Recovery Zeit einer Si-Diode ist übrigens nicht sehr stark vom vorher geflossenen Strom abhängig. Wenn da nun statt 5A nur 1A durchfließt, ändert das am Recoveryverhalten nur sehr wenig.

Es muss praktisch alles durch die Schottky, und das ist in vielen Designs nicht möglich. Im Kleinleistungsbereich mag das anders sein, da bin ich aber kaum unterwegs.

Das eine hat mit dem anderen nichts zu tun. Wenn Du mit einer sehr steilen Schaltflanke ins Reverse-Recovery reinsteuerst, dann fließen riesige Recovery-Ströme. Beim folgenden Abriss des Recovery-Stroms mit hohem dI/dt entstehen durch die nicht vermeidbare Streuinduktivität sehr große dU/dt und Überspannungen. Man muss dann plötzlich FETs der nächsthöhren Spannungsklasse nehmen oder aktiv Clampen. Alles teuer, groß und mit anderen Nachteilen. Das Recovery-Verhalten ist übrigens sehr stark temperaturabhängig. Was bei 25°C nocht super aussieht, kann bei 100°C fatal schlecht sein.

Folglich muss man das Gate-Netzwerk so auswählen, dass der FET während der Recovery-Zeit noch im Transit-Bereich ist. So verhindert man hohe Recovery-Ströme mit allen Folgen.

Die DeadTime hat mit Reverse Recovery nichts zu tun. Während der DeadTime fließt Strom durch die Body-Diode. Das kannst Du nie vollständig unterbinden. Strom durch die Body-Diode könntest Du nur durch Überschneidung mit temporärem Brückenschluss verhindern. Das macht es aber nicht besser. Hier gehts um einstellige Nanosekunden.

Die Dinger haben riesige Leckströme und Flussspannungen die kaum besser sind als Si-Dioden.

Bei Wandlern hoher Leistung hat man die Leistungsschalter teilweise nicht mehr aud dem PCB sondern auf einem DBC. Da wirds dann schwierig mit niederinduktiven Masselagen.

Ich habe schon Luftfahrt und Automotive gemacht. Automotive ist meiner Erfahrung nach deutlich kritischer.

Michael

Ich seh eh kein Probelm, ich sehe nur, daß ich was noch nicht ganz verstehe und daher Frage ich zu einer Idee nach die mir wg. Platzmangel gekommen ist.... Problem wirds erst dann wenn es knallt und keiner versteht warum.

Wenn ich mir die internen Schaltbilder der IGBTs so anschaue sind da ein paar Diodenstrecken, die mir keine Symetrie bei der Ladung/entladung der Koppelkapazität garantiert. Wenn sich wie gesagt der C vom IGBT stundenlang mit 10kHz zw. 0 und 700V bewegt sehe ich nicht, daß diese Ladung, die quasi eingekoppelt wird auch auch wieder ebenso ausgekoppelt wird.

Wie ich am Anfang geschrieben habe - es ist nicht so ganz meine Baustelle, ich schlage mich eher mit µW als mit kW herum und ich hab zwar einen Mentor an Bord aber... manches möchte ich woanders nachfragen.

(derzeit läuft parallel die Finalisierung von einem 3V3-System, daß inkl Sensor und Spannungsregler bei 280nA benötigt, wenn die CPU aktiv wird sind es 2uA)

Grüße und Dank an die Beitragenden

- Michael Wieser

Wie, der IGBT mag nicht zackig spuren? Dann sollte der mal in die Grundausbildung bei Feldwebel Knillmann, nach drei Monaten isser topfit :-)

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Gruesse, Joerg 

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Am 05.08.2013 14:42, schrieb Michael Wieser:

Das Gate eines IGBT ist komplett von Kollektor und Emitter isoliert, es gibt dorthin keine Diodenstrecken und keinen DC-Pfad. Kannst Du einen Link auf so ein Schaltbild posten?

Bei einer rein kapazitiven Kopplung kann es gar nicht anders sein.

Michael

Am 05.08.2013 14:42 schrieb Michael Wieser:

Ähm, das IG in IGBT steht für "insulated gate".

Hanno

Daher nehme ich immer Treiber, die sehr niedrig liegen. Selten ueber

2ohm. Im Datenblatt garantieren sie einen Max Wert (sonst wuerde ich den Treiber nicht benutzen).

Kann ich nicht bestaetigen. Bei kleineren Schaltreglern, wo es keine gescheite Dead-Time gab, habe ich damit locker mal 1% rausgeholt. Nicht die Welt, aber heutzutage ist das vielen Kunden wichtig.

Das skaliert sich, muss man jeweils groessere Schottky-Dioden nehmen. Ueber 150V geht das aber nicht mehr, doch da sollte man eh eine gescheite Dead-Time Control haben.

Wie soll das denn bei einem Sync Buck passieren? Dann kaeme die Body-Diode des oberen FET. Es kann nicht mehr als rund 1V ueber die Input Rail gehen. Gescheite Abblock-C natuerlich vorausgesetzt.

Da haben wir wohl unterschiedliche Design-Philosophien :-)

Es hat mit Dead Time zu tun. Man muss trr entweder auswarten oder es sollte eine Schottky da sein. Brueckenschluss kostet Wirkungsgrad und kann heftig EMV-Aerger bereiten.

Muss man natuerlich mit der Charakteristik der Body-Diode im FET vergleichen. Das waren nur Beispiele fuer kleinere Exemplare. Man wird nie eine hundertprozentige Stromuebernahme durch die Schottky-Diode bekommen. Muss man auch nicht, Loewenanteil reicht normalerweise.

Man muss sie dennoch anbinden, egal ob per Flex-Folie, Band oder sonstwie. Eine andere Architektur, die ich benutzt habe, ist ein Wandler. Der erzeugt eine masseunabhaengige Spannung im Bereich von 15V, welche die Ansteuerung (mit Treiber) des oberen FET versorgt. Diese Versorgung "reitet mit" und es kann dann per billigem Pulsuebertrager oder Optokoppler angesteuert werden. Der Vorteil ist, dass der Trafo nur Energie uebertragen muss, aber keine besonderen Anforderungen an seine Bandbreite bestehen.

Warum geht das denn dann so oft kaputt? Ich meine jetzt natuerlich nicht Deine Sachen, sondern allgemein. Moderne Fahrzeuge bleiben hier in extremen Klimazonen (Arizona, Alaska und so) arg haeufig mit Elektronikschaden liegen. Nachher in der Werkstatt bedeutet das meist viel Geld und lange Wartezeiten.

Zitat "When you look at the problems these vehicles have, they are mainly electrical or electronic issues".

Man ist dem dann mit sehr langen Garantiezeiten begegnet. Aber das loest nicht die Wartezeit, die man nur mit Kulanzleihwagen bruecken kann, was nur zuhause geht (nicht unbedingt, wenn man in der Pampa in Nord-Dakota liegenbleibt). Und meist ist nach 100000 Meilen oder so Ende mit der Garantie.

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Gruesse, Joerg 

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Am 05.08.2013 17:19 schrieb Joerg:

Na eben weil es kritischer ist... (und die Ings das nicht in ausreichendem Maß berücksichtigen).

Sehr interessante Diskussion BTW.

Hanno

Er kann aber auch mal viel schneller schalten, mit dann unbekannten Auswirkungen auf EMV usw.

Wirkungsgrad ist nicht alles. Klar, wenns nur um Wirkungsgrad ginge, könnte man viele Gate-Widerstände einsparen.

Mit der parallelen Diode macht man sich den magnetischen Kreis schnell doppelt so groß. Außerdem kostet es Geld.

Dicke Schottkys haben außerdem riesige Sperrschichtkapazitäten. Ich designe bei FETs und Dioden grundsätzlich so wenig wie möglich Chipfläche ein, da sind dann auch die lästigen Parasiten am kleinsten.

"Viel hilft viel" kostet häufig Wirkungsgrad, weil man mehr Treiberleistung braucht oder der FET langsamer schaltet, weil Reverse Recovery schlechter ist, die Sperrschichtkapazitäten groß sind. Aber das nur am Rande.

Schonmal was von Streuinduktivität u.a. der Bonds und der Abblock-Cs gehört? Es gibt bei einem synchronen Buck sowohl Overshoot als auch Undershoot. Für die Halbbrückentreiber ist letzteres ein heißes Thema. Da gibt's unzählige App-Notes dazu.

Du hast noch nicht erlebt, was Reverse Recovery bei hohen Strömen für Probleme macht. Bei Kleinwandlern ist das nur ein EMV-Problem. Bei großen Wandlern ist es nicht nur ein EMV-Problem.

Ich habe einen IGBT-Wandler-Prototypen im 2stelligen kW-Bereich entwickelt. Der limitierende Faktor war hier Reverse-Recovery zusammen mit den Streuinduktivitäten des Aufbaus. Das war ein "mechanisches" Layout aus Stromschienen, Blechen und Schrauben. Die Effekte des Reverse Recovery haben beim Umschalten von 400A 100V Overshoot produziert. Die Gate-Widerstände wurden so ausgewählt, dass die 600V-Grenze der IGBTs gerade nicht verletzt wurde. War ein Prototyp. Mit optimiertem mechanischem Aufbau wäre sicher Faktor

2-3 möglich gewesen. Aber hier war echt Reverse-Recovery DER Faktor.

Im Automotive Großserienbereich sind bei den großen Konzernen nur bestimmte Fertigungstechnologien möglich. Da kann man mechanisch leider nicht alles machen, was sich E-Tech-Ing wünscht, weil es einfach zu schlecht/unsicher/reproduzierbar/fehlerträchtig/teuer zu fertigen ist und für jede neue Fertigungstechnik eine aufwändige Freigabe notwendig ist.

Also muss E-Tech-Ing sich überlegen, wie er mit den Gegebenheiten klar kommt.

Als "Consultant" bin ich ständig in solchen Projekten dabei. Spaß macht das häufig nicht, die eigentlichen Ursachen nicht beheben zu dürfen. An einem Gate-Widerstand zu drehen, ist dagegen einfach, billig und wirksam und manchmal trotzdem der falsche Weg.

Alles schon gemacht. Durch den Trafo koppelt das dU/dt trotzdem durch. Das ist dann HF mit hohen Energien im Frequenzbereich über 100MHz.

Wenn dann nur 4 oder sogar Lagen genehmigt wurden, gehen einem ganz schnell die durchgehenden Masseflächen aus. Aber irgendwie bekommt man es meist doch hin, trotz der heftigen Einschränkungen.

Weil es billig sein muss, extrem billig und Ing. nicht die Zeit bekommt es auszuentwickeln. Das Management entscheidet, wann ein Produkt fertig ist, nicht der Ing. Ich habe die letzten Wochen in der Hinsicht einiges erlebt, das ist manchmal echt zum K... Im Flugzeugbau ist der Kostendruck sicher nicht so krass.

Das kann auch mit meinen Sachen passieren, wenn ich sie nicht fertigentwickeln darf. Das Abwägen zwischen Temperaturbelastung und EMV ist ein ständiges Thema.

Gerade bei einem Produkt dabeigewesen, das gefühlt noch ein paar Mannjahre gebraucht hätte. Es ist jetzt in Serie, Management hat das beschlossen. Der nächste Auftrag kommt sicher ...

Häufig geht es nichtmal darum, Probleme zu lösen, sondern Probleme kleinzurden und wegzudiskutieren. Auch damit verdiene ich teilweise mein Geld. Wenn man da nicht mitspielt, ist man raus.

--
Michael

Am 05.08.2013 17:27, schrieb Hanno Foest:

... dürfen

--
Michael

Am 05.08.2013 19:13, schrieb Michael S:

Korrektur, habe mich nochmal detailliert erinnert. In dem Fall war es nicht Reverse Recovery, sondern bei einer Boost-Topologie das Abschalten des IGBTs. Der Kreis IGBT -> Diode -> Ausgangskondensator hatte einfach zu viel Streuinduktivität, um den Strom des IGBTs schnell genug übernehmen zu können. Kondensatoren waren diese hier:

Wenn man IGBT und Kondensator zusammen auf die gekühlte Grundplatte schraubt, ergeben sich zwangsläufig viele cm Anbindung, zumal auch der Höhenunterschied überwunden werden muss. Trotz differentieller Anbindung über viele cm breite parallel aufeinanderliegender und damit niederinduktiver Kupferbleche, musste man den Gate-Widerstand des IGBTs massiv erhöhen, um die Überspannung zu reduzieren.

Will man es deutlich besser machen, kommt man um einen kundenspezifischen Kondensator, den man direkt auf dem IGBT-Modul montieren kann, nicht herum. Allerdings wird dann die Kühlung dieses Kondensators ein Problem.

Man muss auch sehen, dass die IGBT-Module selbst schon viele nH Streuinduktivität haben. Wenn man da 500A abschalten will, entstehen zwangsläufig hohe Spannungen. Problem: Die Überspannung am Chip selbst lässt sich gar nicht mehr messen sondern muss zurückgerechnet werden.

Massive Probleme mit den Reverse-Recovery-Effekten kenne ich dagegen von der Aktivgleichrichtung eines Vollbrückenwandlers bei einigen hundert Ampere. Die entstehenden Transienten am MOSFET waren so steil, dass selbst ein Kerko direkt parallel dazu schon zu viel Induktivität hatte, um den Spike komplett abzufangen. Man konnte über 3cm DBC-Leiterbahn induktive Spannungsabfälle von mehreren Volt messen.

Und nein, das waren keine Messfehler.

Alleine diese Problem hat einige Mannmonate gekostet.

--
Michael

Das stimmt IMHO nicht so ganz. Flugzeuge werden z.B. in konjukturschwachen Phasen oft monatelang in der gleissenden Sonne von Arizona geparkt. Dort backen sie den ganzen Tag lang. Spaeter im Einsatz stehen sie schonmal im klirrenden Frost im Norden Alaskas. Dann geht hie und da mal eine Landung in die Hosen, muss der installierte Kram alles ueberstehen. Bis hin zu Forward Crash Survival Ratings. Dann ist da die Besonderheit des ploetzlichen Druckabfalls auf 45000 Fuss Reiseflughoehe, muss ueberstanden werden.

Von einer KFZ-Motorsteuerung wird nach einem heftigen Unfall normalerweise nicht erwartet, dass sie noch funktioniert. Im Flugzeug wird das oft erwartet.

Auch Surges sind heftig. Leider wird im KFZ-Bereich immer weniger Load Dump Festigkeit vorgesehen. Bei Aero duerfen wir das nicht, was in der DO-160 muss eingehalten werden oder nix Zulassung. Load Dump ist da ein ganz normaler Betriebsvorgang.

Ja, geniesse ich auch immer.

--
Gruesse, Joerg 

http://www.analogconsultants.com/

Am 05.08.2013 04:04, schrieb Dieter Wiedmann:

Die beiden 2,2µF/400V/105° sind ok, der 470µ auch, das Widerstandsgeraffel ist auch nicht hochohmig.

Nicht genau meiner, aber hab' doch noch was gefunden:

Butzo