Ich schlag mich gerade mit einer für mich etwas ungewohnten Anwendung herum und daher die Frage in die Runde:
Über einen IGBT kommt beim Schalten quasi gemillert einiges an Ladung in die IGBT-Ansteuerung (also vor allem in die Versorgung), die diese aber nicht unmittelbar ableiten kann. Diese Ladung wird erst (im momentanen Schaltungszustand) dann weitergegeben, wenn der IGBT wieder schaltet. Und dann kann es zu spät sein, weil die Gatespannung dann ggfs zu hoch ist.
scharf begrenzender Limiter mit TL431 und drumherum ist bekannt, braucht aber auch am Kühlkörper Platz den ich nicht habe bzw nur als Notfall hergeben möchte.
Nun ist die Idee aufgetaucht, einen synchronen Buck-Switcher dafür zu verwenden, denn... der müsste ja - wenn seine Ausgangsspannung quasi von irgendwoher über seine Nominalspannung angehoben wird - quasi seinen "Low" Fet Prinzipbedingt durchgeschaltet lassen und so über die Spule und den internen FET Ladung abbauen.
Any Comments dazu? Oder bin ich da vollkommen auf dem Holzweg mit der Überlegung?
Geht im Prinzip schon, ist aber langsam und aufwendig. Warum kein Gate Driver? Oder ist das ein IGBT im Linearbetrieb? Dann verstehe ich den Kommentar "wenn der IGBT wieder schalte" nicht.
Da Du im Schnitt in Deiner Gate-Treiberschaltung ja Strom/Energie verbrauchst ist das nicht nötig. Einfach genug Kapazität inder Treiberversorgung bereithalten.
Im durchgeschalteten Zustand gibts eh keine Miller-Energie, die zurückkommt, die gibts nur beim Abschalten bzw. im gesperrten Zustand.
In beiden Fällen ist der Low-Side-FET des Treibers durchgesteuert und führt die Energie nach Masse ab.
Wo ist das Problem?
Wenn die Miller-Ladung zum Ansteigen der Gate-Spannung führt, wird der IGBT automatisch durchgesteuert -> Gegenkopplung. Die eingekoppelte Ladung führt also nicht dazu, dass die Gate-Spannung deutlich über die Threshold-Spannung ansteigt.
Es kann wenn es blöd hergeht - mehr Ladung eingekoppelt werden als ich an C für die Treiber zur Verfügung habe. Ist so und ich kann das nicht wegdiskutieren oder mit größeren Cs abfangen.
oder dann, wenn sich am C vom IGBT wilde Dinge tun und damit Ladung eingekoppelt wird....
Die meisten IGBT-Treiber, die ich hier in der engeren Auswahl habe schalten das Gate beim Abschalten nicht auf GND (= Emitter vom IGBT) sondern auf eine negative Spannung gegenüber dem Emitter, damit der IGBT entsprechend sauber und schnell abschaltet. Damit landet die über den Miller-C eingekoppelte Ladung im abgeschaltenen Zustand nicht in GND sondern im -V Zweig. Und damit ändert sich dort die Spannung gegenüber GND. Soweit kein Problem wenn die Spannung steigt (also positiver in Richtung GND wird) weil dann werden die -V nachgeregelt. Aber - und das kann vorkommen - wenn die Spannung negativer wird - was dann? Dann wird V- negativer und das ist zu vermeiden. Idealerweise vom Switcher, der diese -V zur Verfügung stellt.
der Renesas R2J20751NP macht das, was ich gefragt habe, nur ist der aus anderen Gründen derzeit nicht verwendbar.
Ich hab eh kein Problem, ich hab eine Frage gestellt.
Meine Überlegung war, daß ich eine geschaltete Spannungsversorgung für V+ und V- benötige, die auch dann ohne weitere Zusatzkram die Spannung konstanthalten kann wenn Ladung von außen ins System eingekoppelt wird. Also 2Q Betrieb. Und ob der Ansatz dafür einen Sychron-Buckwandler zu nehmen ein brauchbarer ist.
Ich erweitere meine Frage - wenn diese Buckwandler nicht tauglich sind (wobei ich jetzt keine superstabile Spannung brauche sondern +/-10% vollkommen ok sind) - welche Schlagwörter helfen mir da bei Google?
Wenn das passiert knallt es - und wie. Da werden dann binnen einiger
10us mehrere kA unkontrolliert durchgeschleust, das System ist relativ Niederohmig .
Daher ist dieser Zustand des unkontrolliert angesteuerten IGBT unter allen Umständen und zu jeder Zeit zu vermeiden.
Darum frag ich ja weil ich grad etwas.. phantasielos bin und um entsprechende Suchwörter ringe...
IGBT wird geschaltet.
Der Switcher hält einfach seinen low-FET aktiv. Damit "dreht" sich der Stromfluß in der Spule um und damit wird Ladung abgebaut. Wenn die Spannung wieder im grünen Bereich ist fängt der Switcher wieder "normal" zu arbeiten an.
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Seite 18 (nur kann ich den nicht verwenden)
Es wäre(!) eine einfache Lösung und spart die zusätzliche Beschaltung für den quasi Bremswiderstand.
Kann man das nicht per Schottky wegklemmen und irgendwo nutzbringend mit reinspeisen?
Ich stelle mir das gerade bildlich vor, IGBT stuermt wild schnaubend durch die Gassen von Pamplona :-)
Aha, ich dachte Du wollte direkt damit treiben. Wenn Sync Buck nur fuer die Versorgung, dann kann der geeignet sein. Aber nur unter der Voraussetzung, dass er in den "continuous mode" gezwungen werden kann. Hat in diesem Fall nichts mit DCM/CCM zu tun, sondern soll heissen dass der untere FET nie per "Pulse Skip Verfahren" zur Energieersparnis ausgekuppelt wird.
Beispiel von einen Controller den ich sehr oft verwenden, hier aber wohl weit zu gross waere:
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Zitat Seite 13 Mitte links "Furthermore, in an overvoltage condition, M1 is turned off and M2 is turned on immediately and held on until the overvoltage condition clears".
Darauf kommt es an und bei diesem Chip muss dazu der MODE/SYNC Pin an Masse gelegt werden. M2 ist hier der untere FET und der zieht dann solange nach Masse, bis der Ausgang wieder unter 110% der zulaessigen Ausgangsspannung kommt. Unter normalen Verhaeltnissen sorgt er also dafuer, dass er nie ueber 110% hinausgeht.
Bei mir sind die Bucks immer ziemlich heftig, kenne daher fast nur Controller mit externen FETs. Wenn Du nur wenig Leistung brauchst, muesstest Du sowas in integrierter Form finden.
Suchwoerter (ausser "continuous mode" und "synchronous + buck + overvoltage" wuesste ich auch nicht, ich mache sowas immer direkt am Schaltbild.
So wie ich Deinen anderen Post verstehe, meinst Du aber jetzt nicht die Ansteuerung, sondern deren Versorgung.
Vorsicht, Zitat Seite 10 "When the output voltage (FB voltage) reaches or exceeds 125% of the reference voltage, switching stops immediately, the gate of the low-side MOS FET is latched in the high level, which causes shorting of the SW pin to GND. Resetting to leave the OVP mode is by resupplying VCIN or switching the circuit OFF and ON".
So wie ich das verstehe, muss man den Chip mit einer Art Fusstritt aus diesem Zustand rausholen. Ich denke nicht, dass es das ist was Du moechtest. Siehe meinen anderen Post von vor ein paar Minuten.
Hier ist einer der es laut Datenblatt koennen sollte:
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Zitat Seite 8 mitte rechts "When over voltage occurs, the controller will turn on low-side MOSFET and turn off high-side MOSFET to discharge the excessive output voltage. The over voltage condition is removed when the voltage on FB pin drops to below 110 % of VREF"
Hoert sich erstmal ganz brauchbar an, kostet allerdings fast einen Dollar (bei uns). Dafuer hat er gut was in den Mauen, was Rdson angeht. Kommen tut er bei etwa 120%, der Chip hat eine Hysterese fuer den Ueberspannungsfall.
Der Grund würde mich interessieren. Ein größeres C ist in der Regel billiger als das, was Du da vorhast -> und zuverlässiger. Für mich ist es sehr schlechtes Design, wenn der Treiber so wenig Block-C zur Verfügung hat. Normalerweise designt man einen Treiber so, dass der Block-C mindestens Faktor 10-100 mehr Ladung enthält als Gate-C und Miller-C zusammen.
Ein kleinere Block-C führt zu dramatischen Spannungseinbrüchen beim Schalten, je nach Treiber geht es dann in die Unterspannungsabschaltung.
Im durchgeschalteten Zustand des IGBTs ist Uce sehr klein und bewegt sich nicht. Würde sich Uce stark bewegen, wäre der IGBT ganz schnell defekt, weil dann riesige Verlustleistungen entstehen. Das kann nicht sein. Oder gibts an Deinem IGBT negative Uce? Jedenfalls ist es so, dass im durchgeschalteten Zustand prinzipiell kaum Miller-Ladung eingekoppelt werden kann, denn das geht nur, wenn Uc große Spannungshübe machte >10V. Das ist im durchgeschalteten Zustand nicht möglich oder Du betreibst den IGBT außerhalb der SOA.
Also wenn im ausgeschalteten Zustand die Uce sinkt.
Idealerweise fängt man das mit einem ausreichend großen Block-C ab.
Theoretisch kann das gehen. Praktisch braucht der Wandler ein paar Takte, um die Ladung abzuführen. Wenn es auch keine kurzfristige Überspannung geben soll, muss dieser Wandler im hohen 100kHz-Bereich bis MHz bereich arbeiten. Oder sind Deine IGBT-Flanken so langsam?
Die meisten synchronen Buck-Wandler haben im Rückwärts-Stromrichtung auch keine Strombegrenzung bzw. lassen Rückwärtsstrom gar nicht zu. Ersteres kann zur Sättigung der Speicherdrossel führen. Auch das ist in der Regel fatal.
Normalerweise knallt es da nicht. Diese Gegenkopplung reduziert nur die Steilheit am Uc. Das macht ein wenig Verluste, ist im Schaltmoment aber ein normaler Vorgang. Im statischen Aus-Zustand, sollte der Treiber aber immer genug Dampf haben, dass extern generierte dU/dt nicht genug Miller-Ladung einbringen können, um das Gate aufzusteuern.
Klar, der Treiber muss genug Dampf haben.
Mich würde echt interessieren, warum größere Block-Cs nicht möglich sind. Wenn Deine Block-Cs so klein sind, dass die Miller-Ladung viele Volts auf deiner Treiber-Versorgung erzeugen, dann ist da doch irgendwo ein Fehler im Design. Oder was für einen trifftigen Grund hast Du, so wenig Block-C zu verwenden?
Das heißt, Du willst die gesamte Energie, die durch den Miller reinkommt, in der Speicherdrossel speichern? Wenn der Low-Side-FET einfach durchgesteuert bleibt, sieht der FET riesige Ströme, die steil ansteigen. Du müsstest den Wandler (Drossel und FET) dann auf diese Maximalströme auslegen. Im Normalbetrieb wäre der Wandler dann Faktor 10 überdimensioniert.
Dadurch, dass der Strom durch die Drossel muss, dauert es natürlich eine Weile bis der Strom steigt und die Miller-Energie abgeführt werden kann. Eine deutliche Überspannung wird es also trotzdem geben.
Es würde reichen, wenn er das Tastverhältnis beibehält (bzw. geringfügig nachregelt). Durch die Rückspeisung mutiert er quasi automatisch zu einem synchronen Boost-Regler und speist seinerseits die überschüssige Energie in den übergeordneten Versorgungskreis zurück (was Du natürlich einkalkulieren solltest). Wie gut das praktisch funktioniert, hängt sicher vom konkret verwendeten Controller-IC ab.
Der ist wirklich huebsch, wenn auch teuer. Aber teuer ist ja fast alles von LTC. Ich bin meist was eingeschraenkt, die Schaltungen muessen manchmal 60V Surge aushalten, manchmal 80V.
Nein. Ich hab ja kein massives Leistungsproblem sondern vor allem ein Platzproblem. Ein TL431 mit angeschlossenem TO220-Transistor geht halt nur dann, wenn Platz da ist....
Na - würd ich mich nicht trauen :-)
LTC3630A ist derzeit in der engeren Auswahl, mal sehen was der macht....
Es sei denn, man fackelt das nicht in einem TO220-Transistor ab, sondern nuckelt einen in der Spannung langsam hochlaufenden Kondensator fuer andere Zwecke (Treiberversorgung?) bis zum gewuenschten Klemm-Limit herunter.
Den habe ich in einem aktuellen Design drin, mit Hilfswicklung fuer eine negative Spannung. Funktioniert wie geplant. Aber m.W. kann der kein OVP fuer den Ausgang (brauchten wir nicht). Er arbeitet immer im Burst Mode, muss man aufpassen dass das Sirren der Keramik-C nicht gross stoert. Ist also je nach Last nichts fuer ruhigere Gefilde.
Zeig mir doch mal die Treiberspannung, die nicht ohnehin genug C dran hat, dass das Einkoppeln via Ccg wirklich problematisch würde.
Genug Pufferkondensator auf der neg Versorgung und das Problem ist passé. Ich hab mit lästigen 2,5 kV am Kollektor herumgehauen und nie wirklich ein Problem gehabt. Außerdem gibt es wohl Treiber, die gegen den Emitter schalten. Ich hab meine diskret aufgebaut, aber das sollte es auch fertig geben. Viel Geschwindigkeit bringt nämlich beim IGBT das negative Gatepotential nicht. Eigentlich macht das nur Aufwand, Energieverschwendung und Ärger.
Er möchte offensichtlich nicht damit rausrücken, was das Problem ist, warum auch immer.
Ich kann mir vorstellen, dass es etwas bringt, wenn Uce im ausgeschalteten Zustand des IGBTs schnell ansteigt. In einigen Topologien und Arbeitspunkten ist das durchaus möglich.
Ohne negative Versorgung könnte der Miller das Gate aufsteuern. Treibt man dagegen ins Negative, hat man viel mehr Sicherheitsabstand.
Außerdem ist es mit negativen Spannungen viel einfacher im Threshold-Bereich hohe Ströme zu treiben und so das Gate-Plateau schneller zu durchfahren. Letztendlich muss man da bei jedem Projekt aber neu betrachten und entscheiden, ob es nötig ist oder nicht.
muss er wissen. Hässlicher als die 2,5 kV in einer Brücke wirds nicht sein.
Wenn in der Abschaltzeit das Gate aktiv gegen Emitter gehalten wird, passiert da rein gar nichts. Will man active clampen, bleibt ohnehin nicht viel anderes übrig
Millern tut beim gesperrten Transistor grundsätzlich nichts, das geht nur auf die kapazitive Einkopplung. Millern ist was anderes.
Nur dann, wenn man das Gate hochohmig ansteuert, aber wer will das schon.
Das musst Du mir näher erläutern, den Zusammenhang kann ich jetzt nicht nachvollziehen, eher im Gegenteil.
Häufig hat man ja noch einen Gate-Widerstand drin, mit dem man Einfluss auf die Schaltzeiten nehmen möchte und der Resonanzen am Gate wegdämpfen soll. Meine Erfahrung bezieht sich da aber eher auf MOSFETs, da gehts ohne Gate-Widerstand meist gar nicht, vor allem nicht dann, wenn irgendwo noch Reverse-Recovery-Effekte zu erwarten sind.
Wenn jetzt über den Miller-C mehr Strom reinkommt, als über den Gate-Widerstand abgeführt werden kann, steuert der MOSFET wieder auf. Treibt man negativ hat man dann mehr Reserve. Weiteres s.u.
Hmm, ist das jetzt ein Definitionsproblem?
Wenn man bei einer Halbbrücke z.b. den unteren IGBT abschaltet und erst später den oberen ein, dann steigt in bestimmten Arbeitspunkten die Kollektorspannung am unteren IGBT erst beim Einschalten des oberen IGBTs. Ein schnelles Ansteigen der Kollektorspannung führt zu einem hohen Strom durch den internen Miller-Kondensator. Wenn da zum Beispiel 8A durch den Miller kommen, der Treiberinnenwiderstand 1Ohm beträgt, dann würde das Gate um 8V ansteigen (vereinfacht). Ein Treiber, der negativ treibt, verhindert hier ein Aufsteuern des Gates, ein Treiber der nur 0V treibt, hat da keine Chance.
In der Realtität gibts noch eine Gate-Emitter-Kapazität, die den Effekt abschwächt, aber nicht unterbindet.
Hat man bei dicken IGBTs z.B. 1000pF Miller Kapazität und steigt die Spannung am Kollektor in 200ns von 0V auf 1500V, dann fließt durch die Miller-Kapazität ein Strom von 7,5A.
Bei den hohen Spannungen ist das so viel Ladung, dass die Gate-Emitter-Kapazität nur einen Teil davon aufnehmen kann. Der Innenwiderstand des Gates selbst und des Treibers führt dann zu einem Ansteigen der Gate-Spannung. Treibt man negativ hat man Faktor 2-3 mehr Reserven.
Hochohmig ist relativ, s.o.
1-2 Ohm hat man ganz schnell, verteilt auf Treiberinnenwiderstand Bonds und Gates selbst. Ein bisschen Induktivität kommt auch noch dazu.
Bei gleichem Gate-Widerstand kann man mit -8V statt 0V im Threshold-Bereich von ca. 6V mehr als doppelt so viel Strom treiben.
Ich muss allerdings zugeben, dass ich damit keine praktischen Erfahrungen habe. Ich habe bisher im wesentlichen mit MOSFETs gearbeitet. Der Aufwand für einen negativen Treiber hat sich da bisher nie gelohnt, auch wenn man ihn manchmal gerne gehabt hätte.
Bei den wenigen IGBT-Projekten habe ich bisher auch immer gegen 0V getrieben. Allerdings waren da die Spannungen immer unter 600V.
Seltsam, warum machen das so viele Leute? Ich habe nur ganz selten Gate-Widerstande in meinen Designs, meist nur wenn ein Kunde das wollte. Oder falls wegen suboptimalem Gehaeuse EMV-Aerger passieren koennte. Am Ende sassen immer 0 Ohm drin und auch von den Designs, wo ich gar keine Gate-Widerstaende vorsah, sind alle durch die EMV gekommen.
Manchmal kommen Fremd-Designs auf den Tisch. Wenn ich da die Gate-Widerstaende ueberbruecke, geht erstmal der Wirkungsgrad 1-2% rauf und die FETs laeufen kuehler. Hat EMV-maessig nicht viel veraendert.
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