Aktives Tri-Amping

Am 04.02.20 um 22:47 schrieb Rolf Bombach:

Es gibt AFAIK noch andere standardisierte Frequenzkombinationen für IM Messungen.

Hartmut Kraus schrieb: Wer auch immer schrieb:

Wo steht das? Der AD797 ist für Quellwiderstände um 300 Ohm optimal. Wobei der Text im Datenblatt dezent konfus ist. Einerseits wird darauf hingewiesen, dass schon 10 zusätzliche Ohm merklich das Rauschen anheben, in Fig. 33 wir allerdings ein 100 Ohm Widerstand empfohlen, der ja angeblich kaum eine merklichen Einfluss auf das Rauschen hätte... Egal, das Teil ist schon älter... Beim OPA1612 liegt das Optimum bei 1 kOhm.

Es gibt mehrer Opamps, die allerdings Widerstände oder als Widerstände wirkende Bauteile als Teil der Eingangsschutzschaltung haben, dort dann Vorsicht bei den Überlegungen. Und die Schutzschaltungen braucht es, da die Transistoren am Eingang wenig Spannung aushalten, da sie auf hohe Stromverstärkung hin optimiert sind, damit das Eingangsstromrauschen nicht zu gross wird...

Das ist nicht nachvollziehbar. Das Rauschoptimum kann in weiten Grenzen mit dem Kollektorstrom der ersten Stufe variiert werden. Beim AD797 landet man dann bei

Fritz schrieb:

Das ist klar, insbesondere verwenden die DIM ja aggressivere Kurvenformen. Hier ging es um ein Beispiel dafür, warum in den Diagrammen das "+N" fehlt, etwa weil es nicht gemessen wird oder gar nicht erst anfällt.

horst-d.winzler schrieb:

Sagt wer? Im AD797-Datenblatt gibt es Beispielschaltungen mit

Die OPV mit sensationell geringem Rauschen sind stets BJT-OPV. Nach meiner bisherigen Kenntnis.

Am 05.02.20 um 22:02 schrieb Rolf Bombach:

Wenn man absolut niedrigste Rauschspannung haben will, dann ist 300 Ohm alles andere als optimal. Der AD797 und auch der LT1028 haben eine Rauschspannungsdichte von 1 nV/rtHz, d.h. Spannungsrauschen wie ein

Die Rauschzunahme liegt nicht am OpAmp sondern am thermischen Spannungsrauschen der Quelle.

Der AD797 hat Schutzdioden im Eingang, aber keine Strombegrenzungs- widerstände, damit jeder mit sich selbst ausmachen kann wo die Schmerzgrenze liegt, oder ob er lieber überhaupt vorsichtig ist.

Das wichtige Feature der rauscharmen BJTs ist der niedrige Rbb, der mit großer Transistorgeometrie erkauft wird. Leider liegt der in Serie zu RE, und der hängt im wesentlichen nicht von der Geometrie ab sondern vom Emitterstrom. Für AD797 oder LT1028 braucht man

Das Beta wächst auch nicht in den Himmel.

Gegeben sei Collectorstrom 10 mA, beta sei 200. IB ist dann 10e-3/200 = 50 uA

Das kreiert eine shot noise density in der Basis von sqrt( 2 q IB)

= sqrt(2 * 1.6e-19 * 50E-6) A/rtHz = 4e-12 [A/rtHz].

Das macht über 100 Ohm in der Signalquelle u = I *r = 4e-12 * 100 = 400 pV / rt Hz Bei 1K hoffnungslos.

Gut zu merken (tnx Win!): q = 1.6 E-19

Ich habe einen Messverstärker gemacht mit 10 * 2 * ADA4898. Damit kann man so bis 100 Ohm Quellwiderstand recht sorglos mit 220 pV/rtHz Eigenrauschen herummessen. Der ADA4898-2 war als Dual mit Thermopad eigentlich ziemlich preisgünstig; das hat man aber zwischenzeitlich korrigiert.

Der Rauschstrom ist beim Messen unangenehm. Man bekommt seine Auswirkung auch mit Kreuzkorrelation nicht weg weil mit 2 Messverstärkern der Spannungsabfall am Quellwiderstand beiden Kanälen gemeinsam ist und sich nicht wegmittelt. Ich tendiere deshalb jetzt zu FET-Verstärkern, auch wenn die erreichbare Rauschspannungsdichte bei FETs eher schlechter ist.

Andererseits hat jemand bei Philips Medical / Max Planck?? 400 Stk. BF862 parallelgeschaltet und kommt auf 35 pV/rt Hz. Es gibt eine Veröffentlichung im Netz, die suche ich aber jetzt nicht mehr.

Wenn ich schon dabei bin: der LT1028 hat bei 300 KHz einen Rauschpeak, den das Datenblatt die ersten 15 Jahre verschwiegen hat.

Ich habe neulich gelesen, dass die neuen Audio-OpAmps von LT & TI lediglich Industrial-Typen sind die die Offset-Spec nicht einhalten. Von einem LT11?? habe ich auch ein Chipfoto gesehen mit "LT1028" in der rechten unteren Ecke.

Gruß, Gerhard

Am 05.02.20 um 22:10 schrieb Rolf Bombach:

"Sagt" das Datenblatt. Es sind errechnete Werte für den max. Quellwiderstand wenn es um minimales Rauschen geht.

Am 06.02.20 um 04:41 schrieb Gerhard Hoffmann:

Bei diesen Quellwiderständen wird das Spannungsrauschen U/rtHz vom Stromrauschen I/rtHz dominiert. Ab hier sind demzufolge OpAmp mit FET-Eingängen vorzuziehen. Bedacht werden muß auch immer, das sich das Widerstandsrauschen der Gegenkopplungswiderstände geometrisch addiert.

Desterwegen auch die Angabe der Quellwiderstände. zB nach einem Lautstärkeregler von 10kOm ist der AD797 unsinnig, da tuts ein billigerer OpAmp mit Fet-Eingang besser.

Bei Schutzwiderständen >60 Ohm (AD797 Rbb=60 Ohm, Rauschen rt2) können billiger OpAmts vorgezogen werden.

Hilft nur noch massive Parallelschaltung des AD797. Bei 4x AD797 Halbierung des Rauschens.

Am 07.02.20 um 13:26 schrieb horst-d.winzler:

Bei 100 Ohm und auch noch bei 200 kann von Dominieren des Stromrauschens noch keine Rede sein. Ich hab's ja vorgerechnet. Beim 797 kann man 2.5 mA pro Eingangstransistor ansetzen, das wären dann bei beta=200 etwa

Bei 20 parallelen ADA4898-OpAmps und 60 Ohm kann man jedenfalls das Stromrauschen noch venachlässigen. <

Kurzschluss gegen 60 Ohm ergibt etwa 200-220 pV/rtHz efektive Eingangsrauschdichte.

Massiv geht aber anders!

Gruß, Gerhard

Helmut Schellong schrieb:

Die thermische Zeitkonstante ist wesentlich kürzer. Für die Messung werden die 10 tau oder so warten. Mit deiner Heizleistung ist es wohl egal. Die tiefste Heizfrequenz ist ja 40 Hz (2x20).

Das wäre nur für präzisions-DC-Anwendungen wichtig.

Die ist eben nicht null. Bei 0805-Schüttsplitt würdest du dir 0.02% Klirr einhandeln. Das ist zwar praktisch Null, aber die Werte der Opamps wären kaputt. Du verwendest zum Glück gute Widerstände.

Und da sind qualitativ bessere, nicht allerwinzigste Mini-Melf in Metallfilm sehr gut. Angegeben ist ein A3 von 110 dB. Die Kurve scheint durch Messprobleme begrenzt. Deine 18k sind da gerade auf der Ecke. Zwei mal 9k in Serie könnten minimal besser sein, da der Effekt Spannungs- und Widerstandsabhängig ist.

Scheint so zu sein. Wobei merkwürdigerweise der LT1028 mit

Allerdings werden solche Werte mit hohem Eingangsstromrauschen erkauft. Und nützen nur, wenn die Quellimpedanz möglichst nahe an 100 Ohm liegt. Ist sie z.B. 10 kOhm, ist bereits ein popliger OP-27 deutlich besser.

Mit externen FET kommt man angeblich ebenfalls in den Bereich von 1 nVs½.

Am 09.02.20 um 22:08 schrieb Rolf Bombach:

Ja, BF862, RIP.

ON hat noch ein paar gute, z.B. CPH3910. (und dies & jenes von Sanyo geerbt)

Interfet hat für seinen IF3601 / 02 (Mouser) neulich das Datenblatt näher an die Wirklichkeit angepasst. Das war schon mehr als frech. Zu dem Preis und mit diesen Kapazitäten ist er leider nicht mehr interessant. Da ist man mit 4 * 3910 auch nicht schlechter für 5% an €€€ & mit weniger C.

Gruß, Gerhard

Der NE5532 hatte den OPV für Audio hoffähig gemacht. Der LT1028 hatte mich damals total beeindruckt.

Der OPA1612 ist ein neuerer und auch besserer OPV.

Ich hatte meinen RIAA 1980 mit U401/U441NL von Siliconix aufgebaut.

Gerhard Hoffmann schrieb:

Das ist der Innenwiderstand der Signalquelle, mit dem muss man leben. Man kann ihn allenfalls mit einem Trafo wandeln, wenn man kein DC braucht und der Frequenzbereich hinkommt.

Letztendlich will man möglichst wenig Rauschen _nach_ dem Verstärker.

Bei 300 Ohm ist der AD797 ideal, und dann hat man halt 4nVs½. Der LT1028 geht auch noch sehr gut. Oder wie willst du weniger Rauschen mit so einer Signalquelle erzielen?

Eben. Kann man nichts machen, ausser die Quelle kühlen.

Genau.

SSM2212 hat 600 bei 1 mA.

Bei 1 k kannst du unmatched fahren, im Gegenkopplungszweig kann man kleinere Widerstände nehmen. Unter 5 nV Dichte wird man kaum kommen, da nützt ein 3:1 Trafo auch nichts mehr. 1:3 und dann in einen Low-noise-Fet liefert auch beinahe dasselbe. Empfehle externen Fet-Vorstufe *duck*.

Massive parallel... Die SQUID-Leute basteln auch so ähnliches, aber meistens verwenden sie kryogene Vorverstärker

Shice.

LT1128? Der hat nur andere Chip-Kondensatoren schätze ich mal. Ansonsten interessantes Businessmodel. Damit werden sie wenigstens billiger.

horst-d.winzler schrieb:

Bei 300 Ohm hält sich das genau in der Waage, dort sind die Hochstrom-BJT optimal. FET werden typischerweise ab 3 kOhm interessant, siehe opa1641 Figure 33. Bei Verstärkung von 20 (nicht viel für Mikro und dergleichen) kann man sehr niederohmig im Gegenkopplungszweig arbeiten, da kommt kaum was hinzu.

Und das wäre?

Ja, hier schon eher. Insbesondere wenn einem klar ist, dass der Schleifer in einem 10 kOhm Poti nie mehr als 2.5 kOhm vom Ufer weg ist. Bis 10 kOhm sind auch die Verstärker vom generischen Typ OP-27 sehr gut.

Ja sicher. Allerdings haben die hochohmigeren Quellen normalerweise auch mehr Signalspannung. Daher auch die Idee, eine 3 Ohm Quelle mit einem 1:10 Trafo auf 300 Ohm zu bringen. De AD797 hat bei 3 Ohm etwa 0.9 nVs½ Rauschdichte, bei 300 Ohm 3.5 nV. Das ist zwar vier mal mehr, aber man hat mit dem Trafo eben auch zehn mal mehr Signalspannung.

Am 10.02.20 um 21:10 schrieb Rolf Bombach:

Da muss man halt die Datenblätter wälzen, was tatsächlich garantiert wird. Manche OpAmps machen bias current cancellation. Dann wird der Eingangs- strom kleiner, aber der zugehörige Rauschstrom nicht unbedingt, oder sogar schlimmer weil noch mehr Getue im Eingang ist. Meine Messobjekte sind eher Regel- oder Versorgungsspannungen oder Referenzen, da komme ich mit den 20 ADA4898 noch klar.

Die FET-OpAmps sind beim Spannungsrauschen halt eine ganz andere Liga. Und die meisten haben peinliche 1/f-Eckfrequenzen. An einzelne FETs kommen die bei weitem nicht ran. Ich vermute Verbrauch von Chipfläche.

Ich habe den Scott Wurcer (Papa vom AD797) mal gefragt, warum keiner einen current feedback op amp mit FET-Eingang baut. Da würde der FET am +Eingang ja reichen, die Gegenkopplung könnte meinetwegen bipolar bleiben, die Eingänge sind sowieso völlig unterschiedlich. Dafür könnte man den +FET doppelt so fett machen und sqrt(2) schon mal mitnehmen.

Er hat aber nur vage orakelt, das wäre irgendwie nicht gut und das Thema schnell abgewürgt.

Von TI gibt's einen neuen FET-opamp mit 2.bisschen nv/rtHz WIMRE; mit sqrt(2) käme sowas schon fast auf Schlagweite an die bipolaren. OpAmps haben gegen Einzelfets eben immer den Nachteil zweier Eingänge. Das macht 4* den Aufwand.

Ich habe mal versucht einen Chopper zu bauen und per Trafo die ersten

Von einem J.Lepaisant gibt es einen interessanten Verstärker mit Trafos Rev sci inst. 63(3) March 1992 Low-noise preamplifier with input and feedback transformers for low source resistance sensors

Ah, nachdem ich das alles abgetippt habe, findet es auch Google:

Diese üblichen Verstärker mit den parallelen FETs sind auch nicht ohne. Spätestens wenn man die Rückkopplung in die Source schliesst, bekommt man negativen Eingangswiderstand. Ich habe einige nachgebaut die in höchsten Tönen gelobt wurden, aber der Networkanalyzer ist brutal ehrlich. Ferritperlen am Gate sind eher Symptome als Abhilfe.

Gruß, Gerhard

Am 10.02.20 um 21:10 schrieb Rolf Bombach:

Nicht umsonst hat man bei MC (Moving Coil) Tonabnehmern manchmal spezielle hochwertige Übertrager eingesetzt.

Heute gibt es bereits gute rauscharme OPAs, bzw. man kann die Eingangsstufe auch mit speziellen Rauscharmen Transistoren aufbauen.

Auch ähnlich dem alten Projekt von Dennis Colin "LP 797 Ultra-Low Distortion Phono Preamp" published in AudioExpress:

JFET Moving Coil (MC) Pre-Preamp - ein 2SK170 JFET tuts auch:

Selbst Röhren sind rauscharm genug:

MC Pre

MM RIAA

The Groovewatt Tube (Valve) RIAA Phono Preamp Project

Am 10.02.20 um 22:31 schrieb Gerhard Hoffmann:

PHONO RIAA // Re: Aktives Tri-Amping snipped-for-privacy@fritzs.eternal-september.org>

Leider tritt weit verbreitet esoterischer Quatsch auf den Plan, um horrende Preise zu begründen.