Aktives Tri-Amping

Am 29.01.20 um 21:43 schrieb Helmut Schellong:

Ja und? Nochmal:

Hallo Helmut,

Wertlos wäre es ja vermutlich dann, wenn man als Entwickler nicht die Information daraus entnehmen kann, die man braucht. Schwindel - weiß nicht - sie schreiben ja dran, was da dargestellt ist, im vorliegenden Fall THD+N. Im Text des Datenblatts des OPA1612 wird darauf hingewiesen, dass viele Meßsysteme solch niedrige Verzerrungen nicht messen können und sie beschreiben die Schaltung, mit der die Messung durchgeführt wurde.

Das finde ich auch ganz gut so, denn ich würde schon erwarten, dass eine Datenblattspezifikation mit einem Meßsystem gemessen wird, das nicht selbst erheblich zum Ergebnis beiträgt.

Wenn das erfüllt ist, sollten die Messergebnisse im wesentlichen vom gemessenen Gerät (z.B. einer Opamp- Schaltung) herrühren und eine aussage darüber erlauben.

Ist zwar jetzt wieder ein anderes Bauteil, als Beispiel aber vielleicht gar nicht so schlecht. Im Datenblatt unter

Der Verlauf von THD+N gegen die Signalamplitude hat einen ziemlich linearen Teil von etwa 0,0001V bis ca. 1V. Wenn ich da mal zwei Punkte auf dem linearen Teil der roten Kurve rausgreife, die ich einigermaßen gut ablesen kann, habe ich z.B. einen Tick mehr als 0,0003% THD+N bei 0,9V, ca. 0,003% bei 0,09V und ca. 0,9% bei 0,0003V. Da mag noch eine kleine Unsicherheit beim Ablesen des Diagramms dabei sein, das kann man sicher noch etwas genauer machen, aber wir haben ja leider keine tabellierten Messwerte.

Jetzt nehme ich mal an, dass der ADA4075-2 sowohl nichtlineare Verzerrungen produziert, als auch Fremdspannungen, die nichts mit dem Nutzsignal zu tun haben, beispielsweise Rauschen oder Anteile von Einstreuungen über die Versorgungsspannung, was auch immer. Das Residualsignal des Analyzers, also das, was in Bezug zur Nutzsignalamplitude gesetzt wird, um THD+N zu berechnen, ist also eine Mischung dieser verschiedenen Anteile. Bei der THD+N-Messung werden diese Komponenten nicht getrennt ausgewertet.

Im Beipiel des ADA4075-2 und der obigen Zahlen wäre, inkl. der der Ableseunsicherheit, der Absolutwert des Residualsignals an den beiden genannten Punkten:

1. 0,9V * 0,0003% = 0,003mV (einen Tick mehr)
2. 0,09V * 0,003% = 0,003mV
3. 0,0003V * 0,9% = 0,003mV

Das heißt, der lineare Teil der Kurve ist ziemlich gut mit der Annahme erklärbar, dass das Residualsignal des Analyzers unabhängig vom Nutzsignal ziemlich konstant ist. Dadurch sinkt in diesem linaren Bereich der THD+N Wert umgekehrt proportional zur Nutzsignalamplitude. Ab ca. 1V Signalamplitude sieht man, dass THD+N vom linearen Verlauf abweicht und mit steigender Amplitude nicht mehr so stark abfällt. Das könnte z.B. bedeuten, dass bei diesen höheren Amplituden, speziell bei nieder- ohmigerer Last irgendwo die nichtlinearen Verzerrungen ansteigen.

Als Entwickler könnte ich aus irgendeinem Grund nun beispielsweise auf dem linearen Teil der Kurve bleiben wollen. Dann würde ich vielleicht dafür sorgen, dass die Nutzsignalamplitude nicht größer als 1V wird.

Das ist nun bei diesem ADA4075-2 nicht so furchtbar ausgeprägt, dass man ein Problem damit haben müsste

- ist jetzt nur ein Beispiel dafür, wie man mit diesem THD+N Disgramm umgehen könnte. Aber es mag ja auch Bauteile oder Schaltungen geben, bei denen die THD+N-Kurve nicht so linear verläuft und sich größere Abweichungen auftun.

Im Prinzip muss man ja auch nicht zwingend THD+N messen. Wenn das Meßsystem eine Spektralanalyse machen kann, hat man ja auch die Möglichkeit, die Harmonischen separat zu betrachten, oder z.B. die geraden und ungeraden getrennt zu summieren. Dann sollte auch das Diagramm THD vs. Amplitude anders aussehen. Bei sehr klirrarmen Komponenten muss das Meßsystem natürlich eine so große Dynamik haben, dass auch sehr niederpegelige Verzerrungskomponenten noch gemessen werden können.

Viele Grüße

Dieter

MovingCoil.

Ich verstärke an einem Eingang von 0,5 mV auf 10V, mit OPA1612 (dual). Bei diesem Pegel bleibt es dann. Diese OPV sind etwa die rauschärmsten, die es gibt. Eingangswiderstand ist der der MC-Spule, einige Ohm. Mehr kann ich nicht tun.

Nein.

Was hat denn ein Line-Ausgang (z.B.1,23V) üblicherweise? Bei meiner Tonbandmaschine aus den 1970ern sind es 100 Ohm.

Nein, kein runterteilen. Das wäre ungeheurer Quatsch.

Nein, niemals. Ich werde ungeheuren Quatsch nicht machen. Oh Baby Baby balla balla.

Die Endstufe hat eine Eingangsempfindlichkeit von 5 V. (Der zuständige Pegelsteller ist auf meiner Projektseite beschrieben.) Bis dahin muß also verstärkt werden. Und: Bereits jetzt hast Du erneut Deine eigene 'Binsenweisheit' vergessen, daß hoher Pegel den Fremdspannungsabstand erhöht. Du geisterst planlos und unlogisch durch die Gegend!

THD+N kommt von allen Bauteilen der Beschaltung! Oder sind für Dich alle Bauelemente ideale Bauelemente?

'Noise' bedeutet übrigens 'Geräusch', weshalb auch z.B. 'Thermal noise' geschrieben wird, zwecks Genauigkeit.

Hatten wir doch gerade: Im Datenblatt OPA1612 sind Diagramme zum THD+N durch Quellwiderstand: 0 Ohm 0.000013 %

Alles klar, danke.

Aber es ist nicht so!

Die meisten hier jedoch (immer noch) nicht.

als gut angesehen werden von den Autoren des Datenblatts. U.a. deshalb war ich beruhigt. Ein Diagramm ist ja dort eh vorhanden.

werden.

Ja, genau das erwarte ich. Und ich denke, man kann einer Firma wie TI vertrauen.

Ja.

Das ist Absicht von mir.

unterworfen sind.

Ich habe einen Monitor 4096x2160: Blaue Kurve

Die entfernen die Grundwelle und messen den gesamten Rest als THD+N.

Transistoren werden schlechter mit mit sinkender Uce.

Bei diesem ADA4075-2.

Kratzt mich eigentlich nicht, denn viel mehr als die besten OPV auszusuchen und niederohmig zu beschalten, kann ich nicht tun. Ich habe eine Tendenz, eine Charakteristik erkannt, und werde deshalb einfach hochpegelig arbeiten.

vor den Leitungstreibern anordnen.

Mein Tektronix-Scope hat einen Spektrum-Analyzer eingebaut. Aber 80 dB ist die Grenze.

Ich weise nochmal auf den LME49724 hin. Der hat nicht nur sehr viele dieser Diagramme, sondern auch mehrere Frequenzen bis 20 kHz darin.

Der Klirr steigt grundsätzlich mit der Frequenz. Das ist durch die endliche Slew_rate begründet.

Aber ich meine, ich habe 2016 bei meinen LTspice-Simulationen auch mal einen geringeren Klirr durch höhere Amplitude gesehen. Ich muß das aktuell mal etwas untersuchen.

Zum OPA1612 gibt es Fig.2. (Oszillogramm) mit dem Rauschen im Bereich 0.1 Hz bis 10 Hz, wo stets das stärkste Rauschen anzutreffen ist. Dort ist die Amplitude 50 nVpp, also 18 nVeff (18e-9).

Ich habe _auch_ wegen dieser winzigen Spannung Probleme, diese Diagramme THD+N::Amplitude als vom Rauschen beherrscht anzusehen.

Ein Labor, in dem die Daten für die Datenblätter erstellt werden, wird auch absolut beste Bedingungen für Messungen bieten! Da wird praktisch nur thermisches Rauschen im '+N' übrig bleiben.

Fig.11.: x=0.01 y=0.0033%

Zwischen 18e-9 und 3.3e-7 besteht ein großer Unterschied:

'18' (Rauschen) dominiert gewiß nicht '330' (THD+N).

Hallo Helmut,

zu einer THD+N-Messung gehört immer auch die Angabe der Frequenzbandbreite der Messung, weil die das Rauschen über den gesamten Frequenzbereich aufintegriert. Das bedeutet, man kann sehr unterscheidliche Messwerte bekommen, wenn man z.B. die Bandbreite durch einen Filter begrenzt oder die volle Bandbreite des Meßsystems nutzt.

Wenn man einen OpAmp nur mit einer Bandbreite von 10Hz betreibt bzw. misst, bekommt man natürlich ein sehr gutes Rauschverhalten, kann aber eben in der Anwendung auch nur Frequenzen bis 10Hz verarbeiten, was für Audio natürlich zu wenig ist.

Bei einer Audioschaltung kommt es darauf an, wieviel Bandbreite das Gerät haben soll. Man kann z.B. bis 22kHz messen, um das Audioband auf jeden Fall mit drin zu haben. Bei einer einzelnen Opamp-Stufe vielleicht auch 100kHz, zum Beispiel, damit mehrere hintereinander geschaltete Stufen einem nicht die Bandbreite zu sehr begrenzen, oder weil die größere Bandbreite eine Designentscheidung ist.

Beim OPA1612 Datenblatt steht jetzt nicht dabei (oder ich hab's nicht gefunden), mit welcher Bandbreite sie gemessen haben. Spezifiziert ist der OPA1612 mit 1,1nV/rtHz bei 1kHz, wo das Rasuchen kaum mehr frequenzabhängig ist.

Mehr zum Thema Rauschen gibt es in einem Paper von TI zu lesen:

Das passt zumindest von der Größenordnung her zu den 330nV, zumal wir nicht wissen, mit welcher Bandbreite sie da für das Datenblatt gemessen haben.

Wobei ich nicht sagen will, dass beim OPA1612 das Rauschen dominiert, sondern dass der lineare Teil der THD+N-Kurve durch eine konstante Fremdspannung erklärbar ist. Das kann natürlich Rauschen sein, muss aber nicht. Das kann man dem Diagramm nicht so ohne weiteres entnehmen. Da wäre mal eine THD-Messung (ohne "+N") interessant oder Klirrspektren.

Dieses Verhalten im linearen Teil würde man immer bekommen, wenn man eine konstante Fremdspannung mit einer veränderlichen Nutzsignalamplitude in Beziehung setzt. Das ist also eher eine Eigenschaft der Messvorschrift und weniger des Gerätes oder Bauteils, das da gemessen wird.

Zu den ganzen Noise-Geschichten steht auch noch was in:

Viele Grüße

Dieter

Ich habe aktuell in der Tabelle die Angabe

Das Diagramm basiert auf BW=80kHz, f=1kHz, Rsource=0.

Es paßt zu den 80 kHz BW.

Wenn ich die Tabellenangabe sehe (1.2), halte ich nun tatsächlich Rauschen für möglich.

Es ist etwas verwirrend, daß in Texten das '+N' außen vor gelassen wird, und nur von Klirr geschrieben wird. Und das Diagramm IMD hat kein '+N', zeigt aber den gleichen Verlauf.

Den Links werde ich mal folgen, und in meine 'educ'-Verzeichnisse einpflegen.

Ich denke, es ist ziemlich rausch-optimal, wenn ich einen Eingang MC-System mit 0,5 mV Eingangsspannung mit dem Dual-OPA1612 versehe. Den ersten OPV in Differenzeingang-Beschaltung, von XLR 5-polig (Stereo) versorgt. Gleiches kann ich mit MM und Mikrofon machen.

Hallo Helmut,

Das kommt wahrscheinlich darauf an, welchen Crest-Faktor das Rauschen hat. mit der Spezifikation 1,1nV/rtHz käme man bei 20KHz Bandbreite auf etwa 156nV RMS. Die 1200nV aus dem Datenblatt sind Peak-to-Peak, der Spitzenwert also 600nV. Bezogen auf die 156nV wäre das ein Crest-Faktor von 3,85. Kommt mir nicht komplett unplausibel vor, ist ja kein Sinuston, aber man müsste vielleicht mal so ein Rauschsignal messen.

Ich vermute mal vorsichtig, dass zumindest die Datenblatt- autoren das eine oder andere als bekannt voraussetzen, auch wenn das vielleicht nicht immer zutrifft. Wenn jemand täglich mit sowas zu tun hat, sind bestimmte Punkte evtl. klar, weil sie einfach zum Tagesgeschäft gehören.

Sie könnten sich z.B. sagen: "Wer sich für unsere IMD-Messergebnisse nach SMPTE/DIN interessiert, sollte auch das Messverfahren kennen. Und derjenige weiß dann auch, dass Messungen nach SMPTE/DIN (um bei dem Beispiel zu bleiben) Noise einschließen." Ich selber habe es auch nachgelesen, weil ich nicht jeden Tag IMD-Messungen mache, aber jemand, der das im Rahmen z.B. seiner beruflichen Entwicklertätigkeit macht, weiß das möglicherweise. Privatvermutung von mir, natürlich. Möglicherweise gibts in den diversen Papers von TI auch ein Dokument, in dem darauf eingegangen wird.

Mit MC-Preamps habe ich wenig bis gar nichts zu tun, deshalb kann ich da nicht viel dazu sagen. Ich habe aber bei Rod Elliott unter

Bei Deiner Anwendung ist ja vermutlich zu bedenken, dass Du, um von 0,5mV auf (wenn ich mich recht erinnere)

Auf die Schnelle zum Thema MC auch noch gefunden:

Interessant könnte auch noch der diskrete OpAmp 990C+ sein:

Den kenne ich aus einem sehr hochwertigen Mikrofonvorverstärker (John Hardy M-1), in dem er sehr gut spielt. Allerdings mit aufwändiger Schaltungstechnik und hochwertigen Übertragern. Ich weiß nicht, inwieweit sich das auf MC-Vorverstärker übertragen lässt. Im Datenblatt sind (nur) Beispiele für Mikrofon- vorverstärker und Tonkopf-Verstärker (was war nochmal eine Bandmaschine?) zu finden. John Hardy ist allerdings ein sehr freundlicher Typ, so dass ich vermute, dass man auf eine entsprechende Frage auch eine kompetente Antwort bekäme.

Möglicherweise wäre für MC die Kombination mit einem Step-up-Transformer von Jensen interessant:

Evtl. auch noch interessant zum Thema Rauschen:

Viele Grüße

Dieter

On 02/01/2020 14:38, Dieter Michel wrote: [...]

Der OPA1612 ist dort auch gelistet.

Dort steht geschrieben, wenn man 60 dB S/N übertrifft, sei alles im Grünen.

Einen dicken Elko als Koppel-Kondensator werde ich sicherlich nicht verwenden. Ich weiß nicht, warum der am MC-Eingang sowas plaziert. Am ehesten werde ich gar keinen Koppel-Kondensator verwenden. Dafür einen Servo für den Offset.

Ich hatte als Student 1982 einen Amp mit RIAA entwickelt und gebaut. Da waren 5 Differenzstufen mit JFETs von Siliconix. Ich war hochzufrieden damit.

Ich schrieb oben von einem Dual-OPA1612. Also zweistufiges Design. Die erste Stufe wird 200..300-fach verstärken.

Hartmut Kraus schrieb:

Es ist ja ein Klirr-Faktor, keine Klirr-Spannung. Mit mehr Pegel hast du z.B. relativ weniger Übernahmeverzerrungen.

Hartmut Kraus schrieb:

Die Skala startet ja erst bei 1 Vrms. Beim OPA geht sie bis 0.01 Vrms und die Kurve biegt auch nicht so heftig ab nach oben. Die wissen schon, warum sie beim LM833 nicht weiter gezeichnet haben. Dabei hat der LM833 recht wenig Rauschen (OK, etwa das vierfache vom OPA) und auch sonst gute Daten, insbesondere wenn man Alter und Preis in Relation zieht. Den Anteil von N kannst du mit einer Extrapolation auf 0 dB zumindest abschätzen. Beim OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD. Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.

Helmut Schellong schrieb:

N und N-Anteil ist aber nicht dasselbe. Wenn du gar kein Signal hast, bleibt nur N übrig.

Bezüglich Eingang ist dann THD natürlich sehr hoch, aber nicht unendlich, da die gewünschte Frequenz auch im Rauschen steckt.

Hartmut Kraus schrieb:

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston, nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite. Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst. Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Doch. Ich. Der OPA1612 wird mit 1.1 nV/SQRT(Hz) Rauschdichte bei 1 kHz beworben. Bei 80 kHz Bandbreite gäbe das 0.31 uVrms. Plus noch ein bisschen, da auch Rauschen von unter dem 1/f-Knick dazu kommt. Aus didaktischen Gründen erhöhe ich daher auf 0.35 uVrms. Verlängert man die Kurve in Fig. 11 auf 100%, landet man mit der X-Achse bei 0.35 uVrms. Das halte ich eben nicht für einen Zufall.

Da sehe ich mich in derselben Position.

Es gibt weitere Glanzstücke, die beeindrucken:

Single(>2€), Dual, Quad(>5€) Rail to Rail: Inp & Outp

Vs: ±18 V ; Strom: 1 mA GBW: 10 MHz SR: 20 V/us Offset: ±5 µV Bias: ±5 pA Inputs CM: (V-)-0.1 ... (V+)+0.1 Inputs Diff: (V+)-(V-)+0.2 Output: (V+)-0.1 ... (V-)+0.1 Output: ±60 mA CMRR: 140 dB Gain: 140 dB THD+N: 0.00008% Capac. Load: 1 nF

Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.

Am 02.02.20 um 22:28 schrieb Rolf Bombach:

Die Ausgangsstufe des LM833 ist etwas ungewöhnlich aufgebaut.

TI: Hier besser dargestellt, Page 13, 8.2:

THD auf Seite 10.

ON Semi

Was andere dazu sagen ...

Interessanter OPA Vergleich:

Ich habe es untersucht. Die ersten 9 Harmonischen.

Bei 30 kHz und 100% Last 0,06% Klirr (±47V, 4 Ohm). Bei 1 V Ausgang: 0,002%

Diese Endstufe hat jedenfalls keinen geringeren oder gleichen Klirr bei höherer Amplitude.