Verständnisfragen zu optischer Audioendstufe

Stufe 1: ========

Das Potential am Source von TR501, TR503 ergibt sich aus deren durch R511 fliessende Stromsumme

U_src = -16.5V +(I_tr501+I_tr503)*R511.

Seien diese Ströme folgt modelliert:

I_tr501 = (-Uz_tr501 + Ug_tr501 -U_src)*v_tr501

und

I_tr503 = (-Uz_tr503 + Ug_tr503 -U_src)*v_tr503

wobei v den Strom pro Spannungsänderung modelliert, und die Uz aus dem Linearbereich extrapolierte Ugs_off modellieren soll.

Sei durch *Bauteilselektion*

v_tr501=v_tr501 = v

und

Uz_tr501=Uz_tr503 = Uz,

so daß

I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v

und

I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v.

Der im Schlatplan angegebene Beispielwert für U_g=0, U_src=0.23V ergibt sich z.B. mit der Annahme

v=17 mA/V

Uz=-0.29V.

Nach etwas Rechnerei (mit MAXIMA)...

U_src = -16.5 +(I_tr501+I_tr503)*R511; %,I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v; %,I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v; solve(%,U_src); %[1]; %,R511=8200,Uz=-0.29,v=0.017; expand(%);

(%i1) U_src = -16.5 +(I_tr501+I_tr503)*R511; (%o1) U_src = (I_tr503 + I_tr501) R511 - 16.5 (%i2) %,I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v; (%o2) U_src = R511 (((- Uz) + Ug_tr501 - U_src) v + I_tr503) - 16.5 (%i3) %,I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v; (%o3) U_src = R511 (((- Uz) + Ug_tr503 - U_src) v + ((- Uz) + Ug_tr501 - U_src) v)

- 16.5 (%i4) solve(%,U_src);

rat: replaced 16.5 by 33/2 = 16.5 (4 R511 Uz - 2 R511 Ug_tr503 - 2 R511 Ug_tr501) v + 33 (%o4) [U_src = - ------------------------------------------------------] 4 R511 v + 2 (%i5) %[1]; (4 R511 Uz - 2 R511 Ug_tr503 - 2 R511 Ug_tr501) v + 33 (%o5) U_src = - ------------------------------------------------------ 4 R511 v + 2 (%i6) %,R511=8200,Uz=-0.29,v=0.017; (%o6) U_src = - 0.00178699070764832 (0.017 ((- 16400 Ug_tr503) - 16400 Ug_tr501 - 9512.0)

• 33) (%i7) expand(%); (%o7) U_src = 0.4982130092923517 Ug_tr503 + 0.4982130092923517 Ug_tr501 +

also sehr präzise

U_src = 0.23V + (Ug_tr501+Ug_tr503)/2

wobei sich die Abweichung von diesem Idealverhalten kaum durch die Annahmen zu Uz und v sondern im wesentlichen durch R511 ergibt (s. Gl. %o5).

Und U_src eingesetzt in die Ausgangsgleichungen für die Ströme ergibt somit:

I_tr501 = v * ((Ug_tr501-Ug_tr503)/2 -0.23V -Uz) I_tr503 = v * ((Ug_tr503-Ug_tr501)/2 -0.23V -Uz)

Stufe 2: ========

R523 und R525 seien vernachlässigt.

Die Basisströme der Transistoren TR505 und TR507 sind die durch R505,R507 fliessenden Ströme abzüglich der durch TR501,TR503 abgeleiteten:

Ib_tr505 = (16.5V -0.7V -U_R527) / R505 - I_tr501 Ib_tr507 = (16.5V -0.7V -U_R527) / R507 - I_tr503

So ist der Spannungsabfall an R527 bei Annahme konstanter Stromverstärkung:

U_R527 = (k+1)*(Ib_tr505 + Ib_tr507) * R527

Mit den Zahlenwerten aus dem Schaltplan ergibt sich nebenbei der Stromverstärkungsfaktor k der Transistoren TR505 und TR507 zu

k=94.03664634564012.

Einsetzen der Basisströme in obige Formel für U_R527, und weiteres Einsetzen der Transistorströme aus Stufe 1 führt zu dem irgendwo überraschenden Ergebnis, daß U_R527 unabhängig von den Gatespannungen in Stufe 1 konstant ist.

U_R527 = (k+1)*(Ib_tr505 + Ib_tr507) * R527; %,Ib_tr505 = (16.5 -0.7 -U_R527) / R505 - I_tr501; %,Ib_tr507 = (16.5 -0.7 -U_R527) / R507 - I_tr503; %,I_tr501 = v * ((Ug_tr501-Ug_tr503)/2 -0.23 -Uz); %,I_tr503 = v * ((Ug_tr503-Ug_tr501)/2 -0.23 -Uz); solve(%,U_R527); %[1],k=94.03664634564012; %,R505=4700,R507=4700; %,R527=1300; %,v=0.017; %,Uz=-0.29;

=> U_R527 = 10.8005624719512

Sollten sich allerings in Stufe 1 (und 2) doch irgendwie Asymetrien in den Strömen ergeben, wird U_R527 wohl kräftig in Richtung einer Re- Zentrierung der Ströme schwanken,

Ib_tr505 = (15.8-U_R527)/R505-((-Uz)+(Ug_tr501-Ug_tr503)/2-0.23)*v Ib_tr507 = (15.8-U_R527)/R507-((-Uz)+(Ug_tr503-Ug_tr501)/2-0.23)*v

Daraus folgt auch der Ruhestrom in die Basis: 43.71 µA

D.h. auch, daß die Differenz der beiden Gatespannungen in Stufe 1 nicht mehr als etwa 5mV betragen darf (verrückt: ein voll aussteuerndes Signal ist ein Vielfaches grösser! vllt. nicht so wild, es ist ja eh wohl das Ziel, die vorgegebene Spannung exakt einzustellen).

Stufe 3: ========

Am gemeinsamen Emitterwiderstand R529 (82 Ohm) von TR509 und TR511 sollen laut Plan 800mV in Ruhe abfallen, also knapp 10mA fliessen. Bei einer Stromverstärkung der Transistoren von 100 bedeutet das also grob 100µA Basisstromsumme. Soll letztere halbwegs konstant bleiben, reduziert sich die in Stufe 1 nutzbare Gatedifferenz sicherlich noch weiter, als oben berechnet (vllt. auf ca. 50µV?). Konkret gehe ich davon aus, daß sich beim angegebenen Arbeitspunkt mit Basispotential (54.6V) Veränderungen der Kollektorströme aus der Stufe 2 vollständig als Basisstromänderung in Stufe 3 auswirken.

Stufe 4: ========

TR513 ist nicht verstärkend geschaltet, und dient wohl zur Aufnahme der Spannungsdifferenz. Da R531=R533 scheint auch TR515 effektiv keine Stromverstärkung beizutragen.

Leistungsstufe: ===============

Ich gehe zunächst davon aus, daß TR517 im Regelbetrieb wirkungslos ist. Vielleicht dient er ja irgendwelchen Prüfprozeessen ei der Fertigung.

Somit vereinfacht sich dieses gesamte Rechteck im Wesentlichen zu einem

Die Diodenreihe D513, D515, D517, D519 dürfte mitsamt den angehängen beiden Widerständen und Dioden im Normalbetrieb weitesgehend wirkungslos sein.

Die Z-Diodenreihe bewirkt wohl, daß die Basen von TR519 bzw. TR521 nicht weiter als knapp 6V vom Output weg können, entsprechend einer Begrenzung auf 40A, gegeben duch den Spannungsabfall an den 0.22 Ohm Widerständen.

Nach diesen Ausführungen wäre aber das Poti VR501 ziemlich sicher ziemlich wirkungslos.

Das hat aber Auswirkungen auf die Wärmeentwicklung.

Ausserdem wären die 5mA Ruhestrom aus Stufe 3 bzw. 4 vllt. doch ein bisschen viel um an den Leistungstransistoren nur 36mA Ruhestrom zu bewirken. Die werden ja zweistufig deutlich mehr Stromverstärkung haben.

Also sei mal anders als im Schaltplan der Emitter von TR517 an den Kollektor von TR515 angeschlossen.

Dann kann der im Leerlauf (bei kleinen Gate-Differenzen in Stufe 1) den Leistungtransistoren den Strom wegfressen. Bei grösseren angeforderten und gelieferten Ausgangsströmen mag zwar der Basisstrom von TR517 noch grösser werden, aber gegen die ungleichen Ströme aus Stufe 3/4 käme ja selbst ein Kurzschluss nicht an.

Möglicherweise kann sodann der Optokoppler eben diese Funktionalität lahmlegen/begrenzen.

Aber eh' ich da jetzt dran rumrechne müsste ich das Teil vielleicht doch mal aufschrauben und schauen, ob das tatsächlich so angeschlossen ist.

Gruss

Jan Bruns

Am 08.12.19 um 10:26 schrieb Fritz:

Das kannst du mit der Soundkarte deines PCs selber erledigen. Noch heute nachmittag.

Das hat RCA schon vor -zig Jahren gemacht. Stichwort "overlay transistor", wo jeder Emitterstreifen seinen eigenen NiCr Gegenkopplungs-R bekommen hat. 2N3866 etc

Es gibt genügend echte Probleme. Da muss man keine Pseudowissenschaft von vor 40 Jahren ausgraben.

Am 08.12.2019 um 14:32 schrieb Gerhard Hoffmann:

Die HF Typen mit MHz und etwas Muskeln werden rar, gibts aktuell was gängiges für komplementär mit 30 V? War so der Klassiker in erweiterten "NF" Generatoren.

Butzo

Am 08.12.19 um 15:42 schrieb Klaus Butzmann:

NPNs sind nicht so das Problem. BFG196 & Freunde in SOT-223 gibt's nicht mehr, aber z.B. BFQ19S in SOT-89. SOT-89 finde ich eigentlich besser, der verzichtet auf das lange, dünne Blech das überwiegend nur in der Luft hängt.

Bei HF-PNP sieht's aber wirklich düster aus. Sogar bei Kleinleistung. BFT93, RIP! Ich habe noch eine fast volle Rolle BFG31, aber in Konstruktionen für Kunden kann man die nicht mehr einbauen. BFQ149 ist auch tot.

Für PNP & HF bleiben fast nur noch diese Arrays von Renesas, ex Intersil: HFA3135, HFA3096 Aber mit "etwas Muskeln" haben die auch nix zu tun.

Für HF und RICHTIG power gibt es jetzt tolle GaN-Transistoren, aber alle N-Kanal.

Gruß, Gerhard

Am 08.12.19 um 11:17 schrieb horst-d.winzler:

Nicht immer und überall, analog lebt und lebt vermutlich noch lange, sogar die Röhren Fraktion gibt noch kräftige Lebenszeichen.

Am 08.12.19 um 14:32 schrieb Gerhard Hoffmann:

Ich habe keine Soundkarte, so wie du sie meinst, im meinem Mac. Dazu müsste ich mir was externes (mit Softwareunterstützung für Mac) kaufen. Eine Wald und Wiesen Soundkarte halte ich für die geforderte Auflösung und Qualität für untauglich.

Der besagte Techniker hat etwas mehr als nur einen PC mit Soundkarte dort stehen:

Die Toshiba Transistoren (die ich meine) entstanden etwa zur gleichen Zeit. Irgendwo habe noch alte Datenblätter von denen herumliegen.

Wer außer dir, sagt, dass das eine Pseudowissenschaft war?

Am 08.12.2019 um 16:11 schrieb Gerhard Hoffmann:

Danke.

Klingt jetzt nicht so toll, also doch rechtzeitig NOS bunkern :-(

Die 3866er etc. sind halt in den ganzen alten Geräten drin, aber ein schönes Gerät wegwerfen, nur weil die Endstufe tot ist, macht keinen Spass.

Danke!

Butzo

TR513 ist in Basisschaltung, bewirkt also eine (hier geringe) Spannungsverstärkung. Man könnte TR509/TR513 als Kaskode sehen. Ich nehme an, das soll vor allem die Verlustleistung von TR509 reduzieren.

TR515 bildet zusammen mit D501 und den Emitterwiderständen einen Stromspiegel.

Ohne TR517 werden die Endtransistoren bald am viel zu hohen Ruhestrom zugrunde gehen.

Deren Sinn erschließt sich mir auch nicht.

Richtig.

TR517 bildet eine Art "einstellbare Z-Diode".

Erhöht die "Z-Spannung".

Das würde Klarheit schaffen.

Am 08.12.19 um 18:51 schrieb Klaus Butzmann:

ebay kannste vergessen. Was bleibt übrig? Anpassen an das Unvermeidliche. Was sonst? :-(

Am 08.12.2019 um 20:35 schrieb horst-d.winzler:

Order rechtzeitig das Lager füllen :-) Ging vor 10 Jahren noch einfach...

Butzo

Am 08.12.19 um 20:35 schrieb horst-d.winzler:

Einen 2N3866 wird man immer noch auftreiben können. Genug für eine Serie weniger.

Gruß, Gerhard

Am 08.12.19 um 21:06 schrieb Klaus Butzmann:

Wir hatten eine Zeitenwende. Keiner wollte es wahr haben. Nachdem die Produktion ging, folgt nun die Entwicklung. Was bleibt, Diaspora.

Genau.

Das glaube ich eher nicht. Wenn man VR501 auf 5KOhm stellt (hey, das Gerät hält jetzt schon knappe 3 Jahrzehnte), ergäbe sich im Leerlauf an dem Spannungssteiler, an dem auf R539 hängt, nur ein gutes Volt. Hat sodann C531 0.6V verbleiben 0,45V Spannungsabfall an R539, und somit nur 15µA. Da müsste TR517 schon eine Stromverstärkung um 300 haben, um so langsam gegen die 5mA aus TR511 anzukommen.

Oder anders gesagt: Die Endstufentransistoren sollten doch mit halber Vollaussteuerung (halbes I_max) dauerhaft zurecht kommen.

Das ist zwar richtig, aber irgendwo eher ein Kritikpunkt als eine Beschreibung der Funktion, glaube ich. Im Prinzip könnte man ja wenn ich das richtig sehe bei TR517 einfach einen Kurzschluss erzeugen, hätte dann überhaupt keinen Ruhestrom im Leistungsteil mehr (wie cool!), und es würde immer nur entweder gepusht oder gepullt, anstatt da im Prinzip völlig nutzlose Endstufen-interne Heizströme zu haben.

Ja. Mein Multimeter fiepte auf Anhieb bei Emitter von TR517 an Kollektor von TR515 (PMA-860). Das war weit einfacher zu Testen als befürchtet, das Gehäuse hat im Boden ein abschraubbares Lochblech.

Keine Ahnung, das Design wirkt auf mich, als würde es zum Experimentieren mit TR517 einladen. Habe ich aber keine Lust zu.

Hruss

Jan Bruns

Am 07.12.19 um 14:58 schrieb Fritz:

Die können von mir aus schreiben was sie mögen. BTDTMT. Ich baue seit über 30 Jahren Class AB, und die sind klanglich alle über jeden Verdacht erhaben. Der Klirr ist unter dem was mein Gerätepark noch sinnvoll quantifizieren kann. Und hören tut man 0,0x% sowieso nicht. Danach kommt nur noch der Glaube.

Ja, immer, und mit dem Gegenkopplungsfaktor mal innerer Verstärkung gedämpft. Letzterer Faktor ist bei vielen Audio-Endstufen so hoch, dass die selbst eine E-Funktion weitgehend ausregeln würden.

Total egal, solange vernachlässigbar klein. Und bevor daraus resultierende Verzerrungen stören ist schon lange die Gegenkopplung instabil, wegen dem Delay.

Bei Audio sind die Schaltzeiten in der Praxis Banane, weil die Energiedichteverteilung jeglicher noch sinnvoll hörbarer Musik bei hohen Frequenzen so wenig Anteil aufweist, dass die tatsächlich geforderte Steilheit stark begrenzt ist. Und wenn man die Transistoren langsam auf Strom null runter fährt, konvergieren die Schaltzeiten auch gegen null.

Wenn die Transistoren zu lahm sind, muss man halt die Slew-Rate begrenzen, damit die Kiste nicht schwingt. Erst wenn dieses Limit in der gerissen wird, hört man Verzerrungen. Das habe ich in der Praxis bei einer halbwegs sinnvoll ausgelegten Endstufe noch /nie/ erlebt. Mit Messsignalen bekommt man das natürlich problemlos hin - bei 25 kHz mit Vollaussteuerung dürften die wenigsten größeren Endstufen mitgehen. Aber wen interessiert das?

Die ganzen Diskussionen sind im Besonderen deshalb so lustig, weil die ganze PA-Liga längst auf Class-D umgeschwenkt ist. Und die Dinger sind wirklich deutlich schlechter als Class-AB, aber eben immer noch gut genug. Mit Class D habe ich Ende der 80-er auch schon mal herumgespielt - der Wirkungsgrad war einfach zu verlockend -, aber ohne Erfolg. Damals waren sie noch zu schlecht; vielleicht waren auch nur meine Kenntnisse noch zu schlecht.

Marcel

Am 08.12.19 um 00:42 schrieb Ewald Pfau:

Das kenne ich auch von NAD. Aber so richtig durchgesetzt hat sich das nicht.

Ich denke mal Aufwand ist einfach zu hoch und der Nutzen moderat. So richtig etwas bringen tut das primär bei stark komplexer oder sehr niederohmiger Last, also wenn auch bei geringen Ausgangsspannungen noch hohe Ströme gefragt sind. Stark komplexe Last sind aber allenfalls defekte oder fehlkonstruierte Lautsprecher. Und die Impedanz sinkt im Bassbereich, wo Leistung gefragt ist, auch nicht unter alle Grenzen. Gegen Misshandlung wiederum ist eine SOA-Protection wesentlich simpler. Die kann man auch sehr leicht so konstruieren, dass sie die Endtransistoren beim Auslösen erst mal eine Halbwelle abgeschaltet werden (Phasenabschnitt). Das hört man dann deutlich (leises Kratzen), ohne dass etwas kaputt geht.

Marcel

Kleine Korrektur/Verallgemeinerung:

Die Abhängigkeit von v ist aber doch gegeben.

Für Source-Spannungen in solchen Aufbauten kann man schreiben

U_src = U0 + x*(Ug1+Ug2)

und es ergibt sich nach weiterer Rechnerei allgemein:

x = (R*v)/(2*R*v+1)

wobei i diesem Beispiel R = R511 war.

Gruss

Jan Bruns

Vorneweg: die Bauteil-Nummer aus dem Schaltplan, den nur ihr beide vorliegen habt, sagen mir nichts, aber im Prinzip sind alle AB-Endstufen ähnlich aufgebaut und so kann ich das meiste aus dem Kontext erschließen.

Am 09.12.19 um 06:34 schrieb Jan Bruns:

Das würde sich gruselig anhören.

Das Problem ist, dass die Spannung an den nunmehr identischen Basisspannungen der Endstufen im Übergangsmoment zwischen Push und Pull /springen/ müsste, um einen kontinuierlichen Stromverlauf am Ausgang zu erzeugen. Naja, und natura non facit saltus - die Natur macht keine Sprünge. Die Gegenkopplung könnte das einfach nicht (mit unendlicher Geschwindigkeit) ausregeln. Kurzum, man muss dafür sorgen, dass die Funktion Ausgangsstrom(Treiberspannung-Ausgangsspannung) stetig bleibt und nicht zu steil wird. Und das erreicht man, indem man beide Endstufentransistoren im Übergangsbereich ein wenig /gleichzeitig/ öffnet. Dann wird der Übergang weicher und kann ausgeregelt werden. Das ist der "Ruhestrom".

Im übrigen muss man sich keinerlei Sorgen machen, dass der Ruhestrom unter Last noch eine Rolle spielt. Wenn ordentlich Strom in der einen oder anderen Richtung gezogen wird, steigt der Spannungsabfall über dem jeweiligen Emitterwiderstand (im Vergleich zum Ruhestrom) stark an. Dadurch erhöht sich für die eine Seite die Differenz Treiberspannung-Ausgangsspannung, also Ube, während sie sich für die andere Seite reduziert. Anders gesagt, sobald einer der Pfade (Push oder Pull) /mehr/ als den Ruhestrom liefert, wird es beim jeweils anderen automatisch /weniger/. Der Ruhetrom existiert also nur im (nahezu) stromlosen Zustand der Endstufe. Jenseits davon geht er schnell nahezu auf null.

Wie hoch man den Ruhestrom einstellt, ist ein Kompromiss zwischen Stromverbrauch und Verzerrungen.

Das würde ich lassen.

Das ist vielleicht eine der wenigen Ecken, womit man Bipolarendstufen recht leicht schrotten kann. Dreht man zu weit auf, kann die Endstufe leicht aus der SOA der Endtransistoren laufen. Vor allem, wenn sich diese dabei viel schneller erwärmen als der Transistor in der regelbaren Z-Diode (hier wohl 517) hinterher kommt. In der anderen Richtung kann es die Endstufe zum schwingen bringen, weil die Regelung die oben genannten Sprünge zu erzeugen sucht und natürlich nicht schnell genug hinterher kommt und daher jedes mal über's Ziel hinaus schießt. Auch das kann in manchen Fällen zu ziemlich unerwartet schnellen Erhitzungen führen.

Das mit der Temperturabhängigkeit ist übrigens ein grundsätzliches Problem bei Bipolarendstufen. Am oberen Ende des zulässigen Temperaturbereichs macht so ein Transistor auch schon mal bei 0,4V auf. Und das würde den Ruhestrom /drastisch/ erhöhen, bis halt hinreichend viel an den Emitterwiderständen abfällt. Unkompensiert wäre man damit längst außerhalb der SOA und die Endstufe gegrillt. Hält man den Regeltransistor aber auf einer ähnlichen Temperatur, dann reduziert selbiger die Basisvorspannung der Endstufen und damit den Ruhestrom. Deshalb ist dieser Transistor oft (eigentlich unnötigerweise) ein Leistungstransistor, den man mit ans Kühlblech der Endstufen schrauben kann. Im Idealfall kompensieren sich die beiden Effekte. In der Praxis sind Schwankungen des Ruhestroms um einen Faktor 2 völlig normal und harmlos. Aber bei einem Faktor 10 kann es allmählich eng werden...

Warum man von außen in die Ruhestromregelung eingreifen sollte, drängt sich mir bis heute nicht auf. Es gibt kaum sinnvolle Parameter, anhand derer man das tun könnte. Das einzig sinnvolle wäre eine Messung des /tatsächlichen/ Ruhestroms. Aber die ist außerordentlich kompliziert, weil selbiger sich im Lastbetrieb praktisch nie offenbart. Theoretisch ist es das Minimum der Differenzspannung zwischen den Emittern der Endtransistoren. Praktisch sorgen parasitäre Kapazitäten dafür, dass der Messwert stark schwankt. Viel zu stark um die Messung auf wenige Millivolt genau hinzubekommen.

Marcel

Am 09.12.19 um 19:31 schrieb Marcel Mueller:

Ich weiß, ich weiß das :-))

Das hast du richtig erkannt; an der Schaltung ist, bis auf die dynamische Ruhestromänderung, nichts ungewöhnlich. Einen Link zum Schaltplan hat Jan in <news: snipped-for-privacy@mid.individual.net> gepostet.

Deine völlig zutreffende Beschreibung des Phänomens ergänze ich um das Stichwort Übernahmeverzerrungen.

Die gängigen Ruhestromeinstellungen sind i.d.R. gut genug, mit höherem Ruhestrom erhält man nicht automatisch noch geringere Verzerrungen. Linearer als linear wird es nicht.

Die Logik des Herstellers des im OP genannten Geräts dürfte folgende sein:

Wir möchten etwas von der Magie der A-Class verwerten.

Wir nehmen ein schon gutes AB-Design (mit optimiertem Ruhestrom). Die AB-Endstufe ist bei kleiner Aussteuerung ohnehin im A-Betrieb. Wir erweitern nun aus Marketingüberlegungen den Bereich des A-Betriebs durch eine dynamische Ruhestromanhebung, auch wenn dies hinsichtlich der Verzerrungen eigentlich nicht nötig wäre.