Problem mit OP: 30MHz, 20Vpp erzeugen

Er hat es auch mit ±15V probiert, mit gleichem Ergebnis.

Helmut Schellong schrieb:

^^

Gruß Dieter

Das kommt von der vielen Arbeit, die ich um die Ohren habe. Es ist ja ein Ilka, wußte ich Tage zuvor schon. :-)

Dieter Wiedmann schrieb:

Na ja, er spricht von Überlegungen die nicht nur nicht überzeugen, sondern in höchst überzeugender Weise zu Papier gebracht werden. Er überschlägt sich ja geradezu in seiner "Lobpreisung".

Das besagt, das hier offensichtlich Transistoren nicht schnell genug arbeiten (können). Sie arbeiten in Sättigung. Was da aber genau passiert, kann nur geraten werden. Man müßte die Innenschaltung genauer kennen.

Hi,

Hatte ich übersehen.

Wenn man in die "Slewrate-Begrenzung" kommt, werden allerdings vermutlich auch Transistoren sättigen, außer die Slewrate wird intern durch Cs in irgendeinem Rückkopplungszweig begrenzt

Michael

Ilka Harders schrieb:

Hallo,

die 100 nF k=F6nnten evtl. schon zuviel sein, entscheidend ist ihre=20 Resonanzfrequenz, man mu=DF noch in dem Bereich bleiben wo das Gebilde au= s=20 Zuleitungsinduktivit=E4t und Kapazit=E4t noch halbwegs wie ein Kondensato= r=20 wirkt. Wie schon geschrieben, Datenblatt des 100 nF Kondensators ansehen.=

Bye

Das war mir sogar klar. Jedoch weiss ich nicht _wie_ Du Deine Schaltung aufgebaut hast. Und zusaetzlich eine vielleicht nicht beachtete Lastkapazitaet... Hast Du denn ansonsten (auch wenn Du nicht misst) den Ausgang offen?

Der erste moegliche Kurzschluss bei Fehlanpassung waere bei Lambda/4. Das sind immerhin nur noch 2,5m.

Habe noch nicht die Laenge meiner Messleitungen nachgemessen, aber ich denke so an die 1,5m... Aber bei mir ist das sowieso egal, mein Oszi schafft nicht mehr als 20MHz. ;o)

Aber schon recht, 30Mhz sind keine 300MHz. Wird also wohl wirklich andere Ursachen haben. Sorry - es war ein Schnellschuss, ich haette erst nochmal nachrechnen sollen. Meine theoretischen Kenntnisse stehen hier weit vor meinen praktischen Erfahrungen. ;o)

Dass aber die "Moehre" von OP nicht die Leistung liefert, wie im Datenblatt vorgegeben, erschuettert mich schon ein wenig. Vielleicht hast Du ja doch etwas uebersehen? Ich habe es ja nicht nachgerechnet, aber bei steigender benoetigter Ausgangsspannung wird die Slew Rate der begrenzende Faktor - die angegebene Grenzfrequenz hat dann nur noch theoretische Relevanz zur Berechnung der Phasenreserve.

Aber das weisst Du ja schon alles... :o)

Gruss, Ingolf

Am Mon, 31 Oct 2005 11:31:17 +0100 schrieb Ingolf Haeusler :

Der typische Verkürzungsfaktor vieler Leitungen liegt bei 0,66. Da bleiben dann 1,66m über und mit etwas zusätzlicher Kapazität bist du bei lambda/4. Die Tastkopfleitung mußt du allerdings nicht so betrachten, da sie durch den 9M Widerstand im 1:10 Betrieb im Tastkopf entkoppelt ist. Der Tastkopf ist HF mäßig im wesentlichen eine Kapazität.

siehe oben

Ja, und ein Einzeltransistor in einem IC hat gewöhnlich miserable Eigenschaften im Vergleich mit nicht integrierten Transistoren. Beispw. Stromverstärkung 3.4 im Mittel. Der Vorteil eines IC ist die gute Paarung/Gleichmäßigkeit aller Elemente des gleichen Typs in einem IC-Exemplar.

Wenn die Ansprüche steigen, sollte man auch mindestens 5V Uce sicherstellen zu jedem Zeitpunkt. Bei 5V haben Transistoren noch gute Parameterwerte. Niederohmigkeit ist bei HF hilfreich.

nachdem ich mir die Diskussion etwas durchgelesen habe, denke ich auch, daß der OP hier intern übersteuert wird. Beim EL5166 (Elantec, Intersil) z.B. werden nur weit kleinere Amplituden im Datenblatt angegeben.

Irgendwo ist auch die Grenze der Integrierbarkeit oder die Anwendung ist so selten, daß man selbst entwickeln muß. Zum Glück ;-) ...

Am Bufferausgang selbst muß nicht unbedingt Leistungsanpassung vorliegen, an der Last schon. Ich kenne auch Funktionsgeneratoren, die die doppelte Ausgangsspannung durch Fehlanpassung bringen können per Umschaltung. Der Buffer darf dann natürlich keine interne Rückkopplung haben. Man hat sowas früher recht einfach mit komplementären AB-Gegentaktstufen mit BD139/140 bei 10 MHz und 20 Vss gemacht.

Was meinst Du mit Push/Pull, dieser Begriff ist hier nicht geläufig?

Ich bin jetzt bei Current Feedback OPs zwar nicht so drin, trotzdem könnte ich mir eine Lösung mit integriertem OP vorstellen. Im Datenblatt des THS3061 ist in Bild 57 ein Integrator dargestellt, der mir auch unter dem Begriff Howland-Stromquelle bekannt ist. Im Prinzip müßte man damit einen nichtinvertierenden Verstärker aufbauen können. Ich stelle mir die Dimensionierung so vor, daß die Eingänge und der Ausgang des OP sich auch bei hoher Verstärkung nur sehr wenig relativ voneinander abweichen. Mit anderen Worten, die Eingänge 'schwimmen' auf dem Signal mit, es ist dort bereits verstärkt mit Hilfe der Mitkopplung durch R2. So funktioniert die Schaltung 57.

Warum ich das erwähne? Falls Du nicht unbedingt invertieren mußt, kannst Du den OP komplett über die Versorgung in einer Art Bootstrap betreiben. Solche Schaltungen habe ich schon entwickelt, z.B. einen Hochspannungsbuffer mit 100 Vss mit chopperstabilisiertem CMOS-OP, der nur 16 V verträgt, das geht. Man muß nur mit Schutzdioden arbeiten, sonst ist der bei Übersteuerung sofort kaputt.

Das Prinzip ist einfach, ein doppelter Spannungsteiler, jeweils 1 npn und pnp-Transistor vor die Versorgungsanschlüsse, Schutzwiderstände gegen zu hohen Querstrom in Reihe. Die beiden Transistoren stellen im Grunde eine Gegentakt-AB-Enstufe dar, den Ruhestrom liefert der OP. Zwischen die Versorgungsanschlüsse des OP kommt dann 1 Z-Diode, vielleicht 10 V oder so und die Abblock-Cs. Der Witz dabei ist, daß die ganze Verlustleistung in den externen Transistoren bleibt. Ein weiter Effekt kommt hinzu: Wenn Du mit 30 V Gesamtversorgung arbeitest und der OP 'lokal' mit 10 V, so müßte glaube ich die Slew-Rate um Faktor 3 ansteigen, auch das habe ich nachgemessen. Den Strom kannst Du damit aber nicht vergrößern, nur den Spannungshub.

Ob das bei 30 MHz aber alles noch so reibungslos geht, kann ich schlecht sagen. Bei 30 MHz fängt auch das Layout an kritisch zu werden und für die Stabilität muß man aber bis zur Transitfrequenz gehen, die liegt bei einigen dieser OPs weit über 1 GHz.

Bei Interesse kann ich das auch zeichen, mir ist es im Moment nur zu spät dazu und ich müßte auch noch mal nach den alten Unterlagen suchen. Dieser Ansatz müßte natürlich noch komplett durchgerechnet werden, ob da nicht ein Denkfehler drinsteckt, würde aber ein komplett neues Design bedeuten.

mfg. Winfried

Hallo Helmut,

das würde ich auf gar keinen Fall machen, weil Du dann _sofort_ einen Oszillator hast. Das mit dem Fet-Leistungsverstärker _dahinter_ wäre eine Überlegung wert, irgendwo hab ich sogar eine Applikation Note gesehen für ganze Kurzwellensender mit Power-Mosfet.

mfg. Winfried

Allerdings bisher nur mit TI...

Dass haengt vom Prozess ab: Laterale PNPs sind miserabel, aber gute komplementaere Bipolar Prozessen haben normalerweise um die 100 fuer beide Polaritaeten.

Wenn Rc nicht zu gross ist, reicht 0.4V Uce aus um Saettigung zu vermeiden. Sonst haetten wir keine Handys mit 3,6V Akku. Allerdings sind die parasitaeren Kapazitaeten von bestimmte Transistoren weniger mit mehr spannung. Echte Saettigung passiert nur wenn Strom von B nach C fliesst. Wenn es passiert wird alles ganz schlimm.

Stimmt.

Chris

Elantec bzw. Intersil habe ich auch schon als Geheimtipp genannt bekommen, konnte im Internet aber nichts dazu finden. Gibt's die noch? Unter neuem Namen?

Vom Ausgang des OP ( AD811) gehe ich hochohmig auf den Buffer. Aber der eigentliche Generatorausgang hinter dem Buffer muss angepasst sein.

Also ich verstehe darunter eine Gegentaktstufe. Oder nich?

Da liegt im Moment der Knackpunkt. Neues Layout haut im Moment aufwandmäßig nicht hin, weswegen ich wohl vorerst versuchen werde, aus dem bisherigen Schaltungskonzept so viel wie möglich rauszuholen. Wenn's irgendwann an's Redesign geht, muss ich dann aber sowieso noch mal grundlegend überlegen, wie ich das Problem angehe und komme dann ggf. noch mal auf deinen Schaltungsvorschlag zurück.

Gruß Ilka

Uuups. Erwischt. Wusste gar nicht, dass so was über mich im Internet steht.

Gruß Ilka

Hallo Ingolf,

Ob offen über 18k oder auch nur 1k nach Masse macht kaum einenUnterschied - das Problem tritt in allen Fällen auf. Die Lastkapazitäten in der Schaltung liegen im pF-Bereich. Ich vermute die Ursache des Problems mittlerweile eher im OP, als in dessen Beschaltung.

Wenn man den Verkürzungsfaktor von 0,6 (den Martin in seinem Posting erwähnt) in die Kalkulation mit einbezieht, kommen die 1,5m Leitungslänge zum Oszi tatsächlich schon in den Bereich von Lambda/4 -

Kommt mir bekannt vor, geht mir auch so. Das mit der praktischen Erfahrung lerne ich gerade auf die mühsame Art: Try&Funktioniertnich ;-)

Das ist es auch, was mich so irritiert. Wenn ich aus dem Datenblatt klar ersehen könnte, dass das nicht hinhaut, wäre das zwar ärgerlich, aber wenigstens nachvollziehbar. Im Datenblatt vom AD811 ist ja zumindest ein Diagramm, dem man entnehmen kann, dass es bei 30MHz mit dem vollen Spannungshub nicht mehr hinhaut - auch wenn der massive Anstieg der Stromaufnahme mich doch sehr überrascht hat. Im Datenblatt vom THS3061 habe ich aber bislang noch keinen eindeutigen Hinweis darauf finden können, dass ich den OP mit 20Vpp bei 30MHz überfordere

- und der ist mir ja sogar schlagartig abgeraucht.

Erhöhung der Slew Rate war auch mein erster Ansatz, um das Problem anzugehen, ist aber nicht die seligmachende Lösung. Besagter THS3061 hat eine SR von 7000V/us, was locker reichen müsste, wirft aber schon weit vor dem AD811 (SR 2500V/us - sollte knapp ausreichen) das Handtuch. Dank der vielen Postings habe ich zwar mittleweile eine grobe Vorstellung von den Vorgängen im OP, die vermutlich Ursache des Problems sind, aber wie ich anhand von Datenblättern herausfinden soll, ob ein OP meine Anforderungen erfüllt, weis ich immer noch nicht so recht.

Habe mit meiner Wellenlängengeschichte wohl 'n Bisschen rumgeklugscheißert - Sorry.

Gruß Ilka

Ilka Harders schrieb:

Vielleicht steht da noch etwas verwertbares drin:

Gruß Jens

Hallo Ilka,

Ilka Harders wrote:

die Firma Intersil gibt es seit einigen Jahren neu, sie ist nicht identisch mit dem Intersil, auf dem z.B.Maxim sich seinerzeit als second source aufbaute. Intersil

Bist Du sicher? Nach der Leitungstheorie 'sieht' Dein Generator dann lediglich 50 statt 100 Ohm am Eingang der Leitung, an deren Ausgang dann natürlich keine Reflexionen auftreten dürfen. Dort wäre die Amplitude dann doppelt so hoch und Dein Problem wäre vermutlich gelöst.

Solche Begriffe wie 'Push/pull' oder 'totem pole' treten natürlich immer wieder auf, werden aber nie erklärt und in deutschsprachigen Lehrbüchern habe ich die nie gesehen, aber egal.

ok, also der 1. Trick wäre eine Schaltung zu finden, bei der sich die beiden Eingänge, die ja auf gleichem Potential liegen, wiederum auf fast gleichem Potential wie der Ausgang befänden. So eine Schaltung wird sich mit etwas Überlegen mit Sicherheit finden lassen. Der 2. Trick wäre dann der 'Bootstrap' des kompletten OPs mit externer Gegentaktendstufe rückgekoppelt auf die Versorgung des OPs. Das mit der geforderten Bandbreite und Leistung hinzukriegen könnte aber schon viel Aufwand bedeuten, die externen Transistoren sollten dann sicher auch eine möglichst hohe Transitfrequenz haben.

Vielleicht kann man Erfahrungen aus Voltage Feedback OPs übernehmen. Ich hab zur Verringerung der Einschwingzeit und zur Vermeidung interner Übersteuerungen immer 2 antiparallel Dioden zwischen die Eingänge geschaltet. Ob das bei Current Feedbach OPs und dann bei der Bandbreite auch so wirkt weiß ich nicht. Hier wären wohl Kleinsignal-Schottky sinnvoll, ich hatte da uralte Germanium-Spitzendioden mit Sperrschichkapazitäten unter 1 pF genommen, aber die findet man ja nicht mehr. Die Schottkys haben meist glaube ich eher 2 pF, aber dafür keine revers recovery time, also ultraschnell. Trotzdem könnte die Kapazität schon Stabilitätsprobleme hervorrufen, wäre aber recht schnell zu testen ohne neues Layout denke ich mal. Die Wirkung dieser Dioden kann ich so erklären: Da du mit hohen Amplituden am Ausgang arbeitest, wird bei hohen Frequenzen die Differenzspannung durch Rückkopplung immer größer am Eingang, weil die Leerlaufverstärkung des OP mit der Frequenz abnimmt. Schließlich wird der OP dadurch intern übersteuert und durch Sättigungseffekte steigt offenbar die Verlustleistung dramatisch an. Bei Analog Devices steht das im Datenblatt auch deutlich drin, wo diese Grenze ist, bei TI kann ich das jetzt so nicht entdecken, aber von TI bin ich da einiges gewöhnt, obwohl der THS3061 richtig gut aussieht. Aber schau Dir mal Figure 43 an, overdrive recovery, da sieht man schon bei 1 MHz Dreieck Probleme, erklärt wird das Verhalten offenbar nicht. Natürlich hat der Dreieck auch ein sehr breites Spektrum, dann ist das Bild aber etwas irreführend.

Das mit den Dioden hat Analog Devices IMHO bei OP37 etc. schon immer drin gehabt.

mfg. Winfried

Ja - aber nicht bei 30MHz.

Im Datenblatt gibts irgendwo ein Diagramm "Ausgangsspannung ueber Frequenz" (bei einer Verstaerkung von 10), und da sieht man, dass der Pegel oberhalb 10MHz absackt. Bei 30MHz ist nicht mehr viel uebrig - wie Ilka ja schon gemerkt hat.

Eine Erklaerung habe ich nicht; die Slew-Rate muesste theoretisch ausreichen, und die Kleinsignal-Bandbreite sowieso. Woran haengt's also?

Grusz, Rainer