Die Induktivität in der Rückkopplung der Eingangsstufe ist nicht bestückt. Ursprünglich sollte damit die Verstärkung bei 20 MHz deutlich größer als bei DC gemacht werden. In der Simulation klappte das prima. Im wirklichen Leben gab es Schwingerei ohne Ende. Ich gebe allerdings zu, für die Simulation einfach irgendeinen halbwegs schnellen Opamp aus der ltspice-Bib genommen zu haben. Anders als auf dem Plan ist außerdem im richtigen Leben die Eingangsstufe ein OPA656.
Schoen! Mit Kostenrechnung, das haette ich bei einer Uni jetzt nicht erwartet.
Falls jemand mitliest und das nicht genug aufloesen kann: Auf den Schaltplan klicken, danach einmal vergroessern.
Es sollte noch eine Kapazitaet ueber R2, koenntest Du eventuell direkt oben drauf loeten. Sonst hast Du nur die recht hohe PD Kapazitaet von Vin- nach Masse und dann haut die Verstaerkung nach oben hin ab, schlimmstenfalls bis zur Schwingneigung. Einige pF sollten reichen. Vorspannen der BPW34 waere auch nicht schlecht, um deren Kapazitaet etwas herunterzudruecken. Dann kann die Kapazitaet ueber R2 sehr klein bleiben und es gibt mehr Bandbreite.
Allgemein: Oder ein kleiner Widerstand in Reihe mit der Diode, erfüllt den gleichen Zweck ohne den Opamp-Ausgang kapazitiv zu belasten und der Spannungsabfall fällt - gerade bei vorgespannten Dioden - nicht weiter auf. Vor allem aber wird die Verstärkung so auf einen festen Wert begrenzt, unabhängig von der Größe der Sperrschichtkapazität.
Aber hier: Da R2 schon so klein ist, wird die kritische Frequenz so hoch liegen, daß dem Verstärker dort lang die Puste ausgegangen ist. Vermutlich also unkritisch.
Mich würde allerdings interessieren, welchen Zweck R9/C14 erfüllen sollen...
Bei 1mA und Vorspannung auch noch - und deutlich mehr tut man kaum einer Standardphotodiode an.
Nun, besagte Hamamatsu S5072 hat _ohne_ Vorspannung ca. 5pF...
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Mit den 100 Ohm in der Rückkopplung gibt das 300MHz Grenzfrequenz - da bräuchte es schon eine hübsche GBW, daß der Opamp bei 300 MHz noch genügend Luft in der Hose hat um zu schwingen.
Spätestens mit einem schnelleren Opamp sollte man dann auch wirklich die Diode vorspannen, das bringt mehr Bandbreite für weniger Geld. Damit halbiert sich die Kapazität und für eine mögliche Schwingneigung brauchts nochmal die doppelte GBW.
Vorausgesetzt, die 100 Ohm sind echt und nicht durch copy&paste entstanden... Bei >1k Ohm schaut das alles natürlich ganz anders aus.
Ich dachte eher an den Rauschbeitrag. Aber der ist hier ja infinitesimal klein. Bei mir spielte sich bisher (fast) alles in Fiberoptics im HF Bereich ab und da geht so etwas nicht immer.
Meine Verstaerker lagen in der GBW immer im GHz Bereich und hier koennte so einer auch gute Dienste tun. Texas THS-Serie. Soviele GHz pro Dollar brachten andere kaum. Ausser MMIC, aber die hatten fuer uns zuviel Gain Tolerance. Richtig kostenguenstig wird das natuerlich diskret mit BRF93 und so.
Am Rande: Bei hier hat selbst ein langsamer OP-irgendwas mit einigen hundert pF am Vin- munter den Sirtaki getanzt. Ich wuerde in jedem Fall ein minimales C in der Gegenkopplung vorsehen. Ein paar pF reichen meist, manchmal auch weniger als eines.
Gegeben ist eine APD mit ca. 2 pF und angeblich knapp 1 pA/sqrt(Hz) bei Raumtemperatur, deren Signal bis 200 MHz ausgewertet wird. Momentan experimentiere ich mit TIA-ICs speziell für diesen Zweck:
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Die Rauschleistungsdichte liegt hier bei etwa 2-3 pA/sqrt(Hz), also in der gleichen Größenordnung wie die der APD. Nun ließe sich der Dunkelstrom - und damit vermutlich auch das Dunkelstromrauschen - durch Kühlen der APD locker um 20-30 dB drücken (bei den Verstärkern hingegen ist der Effekt weitaus kleiner).
Daher die Frage: Sind die ICs schon am Limit des Möglichen, oder ließen sich mit anderen Mitteln auch Verstärker mit deutlich weniger Rauschen bei gleicher Bandbreite aufbauen? Ebenfalls 20-30 dB wären klasse. +5V Versorgung sind vorhanden, +12V notfalls auch, negative Versorgung nicht.
Gruß, Michael.
PS: Den Artikel von Hobbs kenne ich, aber dessen Schaltung lässt sich wohl so ohne weiteres auch nicht auf APDs übertragen...
Die sind schon recht gut, doch mit diskreten Bauteilen kann man sie schlagen.
Kapitel 7 in "The Art of Electronics" gibt gute Tips zum Herausfischen der richtigen Transistoren.
Beispiele von gaengigen Architekturen:
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Heute gibt es ein herrliches Angebot an HF Transistoren und sie kosten wenig. Low Noise FETs aus Japan und Low Noise Bipolar der Ferrari-Klasse aus Muenchen (habe mir gerade wieder einen Schwung BFP620 besorgt). Eine knifflige Aufgabe gibt es aber: Die Current Noise Density ist nur bei sehr kleinem Kollektorstrom niedrig und dann wird es schwieriger, die noetige Bandbreite herauszuholen. Auch der Dynamikbereich muss erwaegt werden, nach dem Motto "Wie weit kann ich mit dem Ruhestrom heruntergehen, dass es aber trotzdem noch reicht?"
HF Transistoren werden dem Marktbedarf entsprechend geometrisiert und der will eben 50ohm oder 75ohm. Dem diskreten Entwickler stehen dann nur Parallelschaltung, Ruhestromeinstellung und Anpass-Uebertrager als Werkzeuge zur Verfuegung. Es sei denn, man hat gute Beziehungen zu einem Institut der Halbleitertechnik oder wie damals bei uns in Aachen zu einem HF Institut, wo eigene Transistoren entwickelt werden.
Wenn man tiefer einsteigen moechte (dieses Paper behandelt BJT):
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APD kenne ich nicht. Aber es sieht so aus, als wolltet Ihr jedes Elektroenchen per Handschlag begruessen und da kommt man um eine detaillierte Noise Analyse nicht herum. Was aber beinahe noch wichtiger ist, geht die EMV an. Zum Beispiel sollte keinesfalls jemand mit eingeschaltetem Handy in die Naehe der Anlage gelassen werden. Dessen HF findet die b-e Strecken wie die Ameisen das Zuckerwasser und was einmal dort demoduliert hat, bekommt man nicht wieder heraus.
Sorry, da war ich wohl nicht mehr ganz wach... Ich hatte die Schaltung für mich schon abgehakt, was aber weniger an der APD, sondern mehr am Frequenzbereich lag:
Q2, "superbeta"-Transistor mit h_fe > 1000, low noise, aber langsam. Da müsste man erstmal was entsprechendes mit höherer GBW finden. Inwiefern ein Darlington aus zwei schnellen Transistoren hier den gleichen Zweck erfüllt (auch was das Rauschen angeht) weiß ich nicht. Dazu kommt, daß Hobbs den Einfluss von C_be und C_bc wegdiskutiert, weil sie klein gegenüber den 100pF seiner worst-case-Photodiode sind - bei meiner Diode ist das aber nicht der Fall.
Die Transistoren dienen ja "nur" dazu, den Einfluss der Dioden- kapazität zu verringern und diese somit in eine ideale Spannungsquelle zu verwandeln. Der Strom wird hierbei aber nicht verstärkt. Das bedeutet, daß sich nach wie vor das Eingangsstromrauschen des Opamp dem Eingangsstromrauschen des gesamten Verstärkers entspricht, zuzüglich Eingangsspannungsrauschen / R_f.
Um mit der integrierten Lösung (2pA/rtHz) überhaupt mithalten zu können, müsste der in der Schaltung verwendete Opamp bei nach wie vor ordentlicher GBW also bereits unter 2pA/rtHz und 100nV/rtHz (bei 50k) kommen, ohne weitere Rauschquellen zu berücksichtigen. Gut, so um
1pA/rtHz mag man finden, aber dann scheint auch Schluss zu sein. Gegenüber der integrierten Lösung sind also maximal 6dB abzüglich der anderen Rauschbeiträge drin.
Mit entsprechend schnelleren Bauteilen wär da vielleicht was machbar.
Kannst Du vielleicht einen schönen FET empfehlen?
Eigentlich nicht, wir wollen schon noch im linearen Bereich bleiben, single photon (Geiger mode) bringt uns nicht weiter.
Ehrlich gesagt hatte ich gehofft, daß jemand irgendwo eine virtuelle Schublade im Netz kennt, in die jemand mal was bereits passendes gelegt hat. :-) Der Bedarf an rauscharmen PD-Verstärkern in dem Frequenzbereich scheint ja schonmal gegeben zu sein, sonst würde es keine ICs dafür geben.
Weißblech + Durchführungskondensator rulez. Und Licht kommt nur per Faser rein.
6dB tiefer sollte zu schaffen sein, wenn ich das mit dem HF Bereich vergleiche. Jedesmal wenn dort ein neuer Chip rauskommt, gibt es auch wieder einen neuen HF-Transistor oder MMIC. So eine Art Wettrennen. Was mich wundert, es muss also doch noch Leute geben, die mit diskreten HF-Transistoren entwickeln.
Habe lange keinen mehr gebraucht, aber ich wuerde vermutlich mit einem FET wie diesem anfangen:
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Schon klar, doch es waere wichtig, vor dem Design den hoechsten zu erwartenden Aussteuerbereich der APD festzulegen, bis zu dem es noch linear sein muss. Mir hatte letztens ein Kunde nach dem Layout gesagt, sie muessten doch noch eine Schueppe Photonen drauflegen, so 8-10dB. Da brach mir erstmal kurz der Schweiss aus.
Die meisten, die sowas entwicklen, duerfen das dann nachher nicht rausruecken. Ich selbst musste (bisher) noch nie wo weit herunter im Rauschen.
Andy Abo von der UC Berkeley hat in seinem Artikel "A Wide-band Low-Noise Transimpedance Preamp" so ein Design beschrieben und sie haben es m.W. dann in einen BiCMOS Prozess gegossen. Aber die Web Site ist nicht mehr erreichbar und leider habe ich den Artikel nicht mehr (verheiratet, nix sammeln, und so weiter ...). Unter 1pA/rtHz sind sie m.W. zwar nicht gekommen, aber das war vor ueber 10 Jahren und seitdem sind viele neue HF Transistoren herausgekommen.
Ja, so geht das. Wobei Durchfuehrungskondensatoren nach meiner Erfahrung einem Handy nicht komplett Paroli bieten koennen. Am schlimmsten war es mit GSM Handys. Die senden hier vielleicht auf einer leicht anderen Frequenz, aber das Verfahren ist vermutlich aehnlich. Am Ende ging es nicht anders, wir mussten bei diesem Kunden mit Faust in der Tasche auf CMOS umsteigen.
Gatestrom sollte man eigentlich nicht fliessen lassen. In dieser Anwendung muesste der gegengekoppelt betrieben werden wie ein TIA. Fuer die nachfolgenden Halbleiter koennte Michael dann BJT nehmen, z.B. HF-Transistoren von Infineon.
Probiere mal Thunderbrid. Der wackelt auch schon mal, aber (bisher) nie so knallhart.
Ich weiss nicht, was in Deinem Post gewesen sein koennte, aber noch eine Bemerkung, falls Ihr jetzt so etwas bauen wollt: Das ist alles andere als trivial. Ein wichtiger Punkt neben den Funkstoerungen sind Keramik-C. Ein harmloser Abblock-C kann soviel Mikrofonie produzieren, dass es ueber die Versorgung hineinmoduliert. Ist mir auch schon passiert.
Da seh ich überhaupt kein Problem. Sollte das Licht unerwarteterweise wirklich mal _so_ dicke kommen, daß das Frontend schon übersteuert (der nachfolgenden Verstärker ist ohnehin einstellbar), dann kann man auch noch die APD-Spannung runterdrehen. Das stört dann auch niemanden, mehr als 30..40dB SNR sind schon im optischen Signal nicht drin.
Aber andere dürfen es aufschrauben und abmalen, das ist hoffe ich doch noch nicht verboten.
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Dankeschön!
Ich hab mir übrigens das Buch besorgt, welches Hobbs in seinem "real story"-Artikel zitiert:
| Building Electro-Optical Systems: Making It All Work | Philip C. D. Hobbs; Wiley, NY, 2000
Dort findet sich außer besagter Schaltung auch noch eine mit Übertrager. Mit weniger Text hat ers auch noch hier ab S.52 beschrieben:
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Nur um das mal einordnen zu können, hab ichs mal durchgerechnet:
Wenn ich vor einen 50 Ohm gain block einen 3:1-Übertrager setze, habe ich 450 Ohm Eingangsimpedanz - an der Diode mit knapp 2pF reicht das gerade noch für meine gewünschte Bandbreite von 200MHz.
Den gain block hab ich als Beispiel genommen, weil Eingangsimpedanz und Rauschen klar definiert sind, letzteres überlicherweise als noise figure. Letztere bezieht sich also auf einen Widerstand mit 50 Ohm bei Raumtemperatur, und dieser rauscht mit sqrt(4*k*T/R) also 18pA/rtHz. Soweit korrekt?
Damit hat ein gain block mit 2,5dB NF (Standard-MMIC von Minicircuits) also 1,33*18pA/rtHz = 24pA/rtHz und die Schaltung mitsamt dem 3:1- Trafo hat 8pA/rtHz. Nun gut, damit hätte ich also noch nichts gewonnen. Selbst mit einem idealen 50-Ohm-Verstärker (NF = 0dB) käme ich so nicht unter 6pA/rtHz.
Nun trickst Hobbs aber irgendwie mit diesen Übertragern herum, daß letztendlich nochmal einige dB mehr bei rauskommen als "straight forward". Ich hab die Magie dahinter noch nicht ganz verstanden, leider auch mit Buch nicht....
Insgesamt wäre ich so einer Lösung aber nicht abgeneigt, die Diode ohne weiteres Rauschen einzubringen an 50 Ohm anzupassen, dort auf Standardschaltungen bzw. -Bauteile zurückzugreifen und so den Vorteil des Massenmarktes zu nutzen.
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