Photodetektor - mal wieder

Moin!

Genau, darum scheiden Detektoren mit kleiner Bandbreite bei hoher Frequenz aus.

Davon kannst Du ausgehen. :-)

Das war die Antwort auf die Frage, bei welchem Bias-Strom (und damit welcher Eingangsimpedanz) und welcher Ausgangsimpedanz die Basisschaltung (hier mit einem BFP720) das geringste Eingangsrauschen gibt. Meiner Meinung nach bestätigte das mein Gefühl, daß das Streben nach einer unnötig kleinen Eingangsimpedanz ("Kurzschlussbetrieb") in die falsche Richtung geht. Und daß ein Transistor in Basisschaltung unter diesen Anforderungen nicht als erste Stufe geeignet ist, solange niemand einen weit besseren findet.

Gruß, Michael.

Moin!

Und da scheiterts dann wieder daran, daß ich in diesem Stadium erstmal ein funktionierendes Spice-Modell brauche. Wir drehen uns im Kreis.

Gruß, Michael.

Hast Du denn mal bei California Eastern angefragt? Ansonsten muesste man erstmal einen etwas schlechteren nehmen fuer den es ein Model gibt. Oder eben gleich den Loetkolben anschmeissen und aufbauen, ist ja nicht so viel Arbeit.

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Regards, Joerg

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Moin!

Und je niedriger der Lastwiderstand ist, desto mehr Stromrauschen produziert er selbst. Daher sollte der Widerstand doch wohl nur so niedrig gewählt werden wie eben für die Bandbreite nötig. Und 20 MHz für rund 2pF Diodenkapazität sind gemütlich, sowas wird sonst in den GHz-Bereich getreten. So komme ich dann eben auf Impedanzen im unteren kOhm-Bereich. Warum soll ich schneller werden als nötig und dabei zusätzliches Rauschen erzeugen?

Gruß, Michael.

Du meinst mit Widerstand doch wohl nicht den Lastwiderstand?

Das, wie du meinst, zu hohe Stromrauschen hat einen anderen Grund. Je größer die Bandbreite, um so höher das Rauschen. Die größte Bandbreite stellt sich nunmal im Kurzschlußbetrieb ein. Was du machst, ist die Bandbreite eines Tiefpasses über den Lastwiderstand zu regeln.

Sicher, man möchte nicht mehr Rauschen als notwendig. Wie hoch ist eigentlich der Ri der Diode in dem von dir angepeilten Arbeitspunkt?

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hdw

Wenn Du mit Stromrauschen wirklich "Current Noise" meinst, das haengt von der Technologie ab. Metallfolienwiderstaende (nicht Metallfilm) schneiden dabei m.W. am besten ab. Vishay hat welche.

Wie gesagt, es muss keine rein ohmsche Impedanz sein :-)

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Gruesse, Joerg

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Moin!

Je nach Schaltung. Besonders anschaulich summiert sich beim klassischen Opamp-TIA am Eingang das thermische Stromrauschen vom Rückkoppelwiderstand I_noise = rt(4 k T B / R) mit dem Strom der Diode.

Oder wenn Du lieber mit Spannungsrauschen rechnest:

U_noise = rt(4 k T B * R) U_signal = I_signal * R

-> U_signal/U_noise ~ rt(R)

Und das gilt doch unabhängig davon, ob wir vom Rückkoppelwiderstand eines Opamp, oder von einem einfachen Widerstand als Last an der Diode reden. Oder von der Ausgangsimpedanz einer Basisschaltung, in deren Kollektorwiderstand auch nur der unverstärkte Photostrom fließt.

Richtig, aber irrelevant, da ich hier immer die Rauschleistungsdichte betrachte (s.o.).

Ebenfalls richtig, aber wenn ich durch eine andere Topologie oder Dimenstionierung die Rauschleistungsdichte reduzieren kann, tausche ich die größte Bandbreite gern gegen die notwendige.

Ohmsch? Eine solche Angabe hab ich noch nirgends gesehen.

Gruß, Michael.

[...]

Geht auch nicht, da das Stromquellen sind.

Ist das Eure? Das waere ja herrlich, nur 2pF als Maximalwert. 5-10k Impedanz muessten reichen um an deren Rauschgrenze zu kommen, sofern der angeschlossene Verstaerker bei dieser Impedanz irgendwas um 1-2nv/rtHz schafft.

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Gruesse, Joerg

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Moin!

Die ideale solche wurde glaub ich noch nicht erfunden.

Das wäre ein Kandidat für eine gekühlte.

Sag ich doch die ganze Zeit.

Vor allem reichen 5k Impedanz für die Bandbreite.

An das Rauschen der doppelt gekühlten (DTC) mit 20fA/rtHz kommst Du aber mit keinem Verstärker mit unserer Bandbreite ran.

Gruß, Michael.

Moin!

Ich meine das thermische, und dem ist die Technologie egal. Siehe meine Antwort an hdw.

Gruß, Michael.

[...]

Mmmm ... jetzt faengt der Feature Creep an. Vor ein paar Tagen waren

0.1pA/rtHz bis 0.2pA/rtHz gefordert. Heute sind es nur noch 0.02pA/rtHz. Nach Beginn der Schiessuebung die Zielscheiben weiter weg stellen, das ist nicht fair ... :-)

Es kaeme auf Versuche an. Mehrere Faktoren spielen da rein:

a. Es gibt HF-FETs die den NE3509 noch um rund 30% unterbieten, aus demselben Gestuet:

Falls der Link nicht geht, NE3511, dessen Rauschzahl unter 20MHz bei weniger als 0.3dB liegen duerfte. Aber der ist da unten wie ueblich nicht getestet, muesstest Du selbst machen. Muss man rauskriegen wieviel nV/rtHz der da unten bei einigen zig kOhm am Eingang hat. Auch wie man ihn stabil bekommt, die Dinger sind wie ein Porsche auf Glatteis.

Hint: Unbedingt einen Spectrum Analyzer bis einige zig GHz mitlaufen lassen und die Versorgung langsam hochdrehen. Analoges mA-Meter in die Versorgung und beim Hochdrehen genau beobachten. Wenn der Zeiger irgendwo zappelt oder einen Satz macht dann schwingt die Chose. Koennte Aerger geben und die Rauschdaten sind dann meist auch im Eimer.

b. Da das alles ja eh grossenteils nicht-ohmsch laufen muss koennte man versuchen mit einigen zig kOhm Impedanz zu arbeiten und zusammen mit der Kapazitaet eine Art "Resonance Peaking" im Bereich 15-20MHz zu machen. Damit die Bandbreite hinhaut. Der Frequenzgang und die Gruppenlaufzeit wird dabei ziemlich verbogen, aber das kann Eure Digital-Chose nach einer sauberen Charakterisierung rausrechnen.

Mal sehen, in einer Woche sind wir dann im Atto-Ampere Bereich :-)

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Gruesse, Joerg

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Moin!

der

Hey moment mal, _Du_ hast die Rauschgrenze der Diode ins Spiel gebracht, nicht ich! 2pA/rtHz sind käuflicher standard, 0,2p sind immernoch mein Ziel und 0,02p halte ich für völlig illusorisch. Damit wärst Du in der NEP nur noch einen Faktor 2 überm PMT.

Naja, eine Rauschzahl bei nicht spezifizierter Impedanz ist irgendwie so informativ wie Wahlkampfversprechen.

Gruß, Michael.

der

Oh, habe ich den Feature Creep selbst verzapft? Ich dachte Ihr wuerdet die normale Version mit 0.2pA/rtHz benutzen. Von doppelt gekuehlt hatte ich nix gesacht, aehrlich ...

Das ist bei HF-Bauteilen voellig normal. Die werden nur fuer deren Hauptmarkt spezifiziert. Handys, Sat-Receiver und so weiter. Alles andere ist dem Hersteller nur sehr schwer aus dem Kreuz zu leiern, oder ueberhaupt nicht. Da hilft immer nur eines: Bestellen, loeten, ansaften.

Der NE3509 ist z.B. aufgrund seiner Kapazitaeten unter 1pF gut als schneller Schalter geeignet, was der Hersteller mit keinem Wort erwaehnt. Vermutlich waere das auch ein guter FET fuer Deinen Zweck, aber der NE3511 koennte ihn schlagen.

Ist wie ein aktiver Balanced Mixer den ich mal in ein Kunden-Design setzte. Unter 50MHz nicht spezifiziert, Hersteller nur Bahnhof, nix wissen. Besorgt, probiert, und das Dingen stellte so ziemlich alles in den Schatten was im Datenblatt stand. Es war einfach erstaunlich, und billig obendrein, die hatten mit irgendeinem teuren Triquint Bauteil gerechnet dass wird dann nicht mehr brauchten. Dito gleich nach dem Diplom als ich einen Schalttransistor als Vorverstaerker einsetzte. O-Ton des FAE vom Hersteller: "Das koennen Sie doch nicht machen!". Super Rauschverhalten, Dynamikbereich fast bis hinter den Klondike.

SPICE verlaesst einen da. Selbst wenn es Modelle gibt, es fehlen oft die entscheidenden Parameter weil vom Hersteller als "nicht applikationswichtig" angesehen.

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Gruesse, Joerg

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Moin!

Ich erwähnte im OP, daß die gekühlten Dioden weit geringeres Rauschen produzieren, was aber mit den aktuellen Verstärkern nichts bringt.

Oder der Hersteller gibt sich richtig Mühe und LTSpice kann die ganzen schönen Parameter nicht auswerten, weil ihm das physikalische Modell dazu fehlt. Ich las da sowas in s.e.d.

Gruß, Michael.

Da war Dein Wunsch noch bescheiden, "Wünschenswert wäre eine Reduzierung des TIA-Eingangsrauschens um eine Größenordnung, also auf unter 0,2 pA/rtHz". Ich halte es nach wie vor fuer moeglich dort hin zu kommen. Eventuell noch besser, aber das laesst sich wirklich nur mit Versuchen herausfinden.

Kann mich nicht erinnern. Normalerweise kann LTSpice eine ganz Menge, das Problem sind eher unvollstaendige oder komplett fehlende Models der Hersteller.

Aber wie wir beide ja bereits vermuten, das bringt alles nicht viel wenn der FET weit jenseits der ueblichen Eckdaten betrieben wird. Etwa mit

10k oder mehr Eingangsimpedanz anstatt der ueblichen zwei- bis dreistelligen Werte.

An dieser Stelle waere wirklich der Loeterich angesagt. Man sollte fuer die nicht-ohmsche Impedanz eine Kiste an Spulen und dergleichen haben und den Teil muesste man auch vorher simulieren. Wobei die Spulen mit einiger Sicherheit wegen Taper und so selbst gewickelt werden muessen um Aerger mit unbekanntem Kernmaterial und SRF zu vermeiden. Wenn dann irgendwann Tapered Inductors fuer eine groessere Serie angefertigt werden muessen hatte ich mit Gowanda gute Erfahrungen:

Beim Rauspicken aus Disti-Listen aufpassen, sehr oft haben vermeintliche Keramikkoerperspulen in Wirklichkeit einen Ferritkern. Das waere hier vermutlich nicht so der Hit. Sieht man oft erst beim Blick ins Datenblatt.

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Gruesse, Joerg

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Moin!

Also so ganz hab ichs immernoch nicht. Lassen wir mangels passendem Modell den Transistor erstmal weg und ersetzen ihn durch seine Cgs. Die gibst Du mit unter 1pF an, im Datenblatt steht natürlich mal wieder nix, wer braucht das schon.

Also verbinden wir die Diode direkt mit dem Gate und sagen, zusammen mögen sie 3pF haben. Das Ganze möchtest Du mittels Induktivität gegen Masse als Parallelschwingkreis laufen lassen mit Resonanz am oberen Ende des Arbeitsbereichs. 3pF || 22µH wären 20 MHz, also suchen wir mal bei digikey nach solchen Induktivitäten. Die mit der höchsten Eigenresonanzfrequenz wäre eine MLF1608C220 in 0603. Resonanz bei 38 MHz, die Induktivität hat selbst also auch nochmal knapp 1pF im Gepäck.

Jetzt haben wir also 3pF und 22µH gegen GND, wobei die Induktivität noch 2 Ohm DC-Widerstand und weitere 1pF Wicklungskapazität mitbringt. Damit bekomme ich in LTSpice eine verdammt scharfe Resonanz bei knapp

20 MHz, will ich natürlich nicht haben. Werde ich in der Realität natürlich auch nicht, denn die Induktivität hat typ Q=40 @ 1MHz und Q=20 @ 3MHz, höhere Frequenzen gibt der Graph im Datenblatt nicht her.

Was nun?

Ich ignoriere den Peak und schaue mir das Rauschen an, 60fA/rtHz @

20MHz. Kommt das aus dem Wicklugnsidertand?

Gruß, Michael.

Wow, immer noch nicht im Bett, das ist Einsatz. Dein Arbeitgeber sollte Dir einen Bonus vermachen.

Bin gerade unterm Haus raus, Klempnerarbeiten, muss aber gleich wieder los.

Wenn ich einen hier haette wuerde ich es mal eben messen. Aber bei mir geht alles direkt von der Simulation zum CAD, dann zum Layouter und zum Auftragsfertiger. Ich sehe die rohen Bauteile so gut wie nie.

Achtung, die hat einen Ferritkern. Wobei man bei fertig gekauften fast nur so die SRF hoch genug bekommt. Hier ist eher Selbstwickeln angesagt, mit Taper oder Segmentierung. Oder Serienschaltung kleinerer Induktivitaeten wenn es unbedingt von der Stange sein muss.

Ok, muss man erstmal ueberlegen was Du fuer eine Impedanz in den anderen Bereichen Richtung 100kHz runter brauchst. Dann braeuchten wir eventuell eine angezapfte Spule, oder mehrere. Ausserdem sollten man einen Taper haben wo der Teil zur APD hin peu a peu im Windungsabstand auseinandergezogen wird. So reduziert man Eigenresonanzen in der Spule.

Die Resonanz bekommt man durch Daempfung runter, aber erstmal muessten wir wissen was Ihr weiter unten im Frequenzbereich braucht.

Kann eigentlich nur, aber in der Praxis wird es eher schlechter wegen Skin Effect und Eddy Current (muss ja sicher geschirmt werden). Bei einem Ferritkern schlaegt auch der ins Kontor.

Das Bauen breitbandiger LC Geschichten grenzt fast an Voodoo. Kein Witz, bei einem Kunden haben sie dafuer spezielle Holz-Esstaebchen zum Biegen der Spulen und zum Taper einstellen, und eine Kiste mit Ferritkluempchen die hie und da mit Epoxy festgemacht werden. Dann noch Blechzungen die auf verschiedene Segmente der Spulen hin- oder weggebogen werden. Solange bis das auf dem Analyzer alles recht sauber zwischen den Pass-Fail Linien ist. IIRC hatte die Konkurrenz die das vorher versucht hat das Handtuch geschmissen.

Auch hier hat SPICE echt seine Grenzen, Sachen wie bewusst verursachte Eddy Currents sind damit aetzend. D.h. man macht auf SPICE die Grundidee, und fuer die Feinheiten findet man einen Funkamateur mit heftig HF-Bastelerfahrung und in moeglichst hohem Alter, viele von denen koennen das noch :-)

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Gruesse, Joerg

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Moin!

Wie gesagt, das ist immernoch das Ziel, schließlich ist das 20dB besser als jetzt.

Hab ichs falsch verstanden?

Eine Luftspule von 22µH mit geringer Wicklungskapazität - wird die nicht riesig?

Wir verkaufen nix.

Nunja, immerhin brauch ich die nicht mehr bedämpfen. Und würde eine Dämpfung des Parallelschwingkreises per Widerstand nicht zusätzliches Rauschen bringen (kann ich an diesem Rechner grad nicht simulieren)?

Gruß, Michael.

Naechster Schritt: Begruessung jedes einzelnen Elektrons per Handschlag :-)

Ja nun, es gibt natuerlich Unpaesslichkeiten zwischen den einzelnen SPICE Dialekten und was unterstuetzt wird. Aber Phil hat das Statz Modell ja am Ende doch reinbekommen. Bis auf Rauschen, doch meist ist es nur eine Frage wieviel Arbeit und Akribie man bereit ist in die Syntax der Models zu stecken.

LTSpice hat u.a. auch seine Grenzen wenn man ICs mit Spezialmasken simulieren muss, da bin ich letztens mal drangestossen.

Gross schon, aber waere das ein Problem?

Weiss ich, nur muessen ja auch bei solchen Geschichten manchmal reihenweise Messtellen aufgebaut werden. Handwickeln ist ok, gibt aber irgendwann Blasen. BT.

Ferrit leider auch. Ich gucke mir das mal mit LTSpice an, geht aber erst nach der Kirche. Wenn nicht noch eine Klempnerei anliegt, auf der Liste meiner Frau steht nur noch ein Rohr. Bisher jedenfalls ...

Sage mal wie der gewuenschte Frequenzgang nach unten hin aussehen soll. Kann der was abfallen? Ein Peak bei 20MHz und sonst alles taub waere ja sicher nicht der Bringer.

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Gruesse, Joerg

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