Hallo, ich hab mit der nachfolgenden Schaltung ein Problem. Und zwar möchte ich die Spannung an R1 messen, um den Strom der durch den Verbraucher fließt zu bestimmen (Größenordnung 5A). Wenn der FET dauerhaft durchschaltet ist das auch kein Problem, aber wenn Pulsweitenmoduliert wird, dann schwankt die Spannung an R1 trotzt C1 so stark, dass der AD-Wandler hinter dem Operationsverstärker keine sinnvollen werte mehr liefert.
Mit C3 und R2 konnten der Messwert etwas stabilisiert werden aber kein zufrieden stellendes Ergebnis erreicht werden. Das PWM-Signal kommt von einem mit 20 MHz getakteten PIC16C745. Was die genaue PWM-Frequenz angeht, bin ich aus dem Datenblatt leider nicht schlau geworden.
Hat jemand eine Idee wie man Messsignal stabilisieren kann, ohne das die Verzögerung in den Sekundenbereich geht?
Die gezeigte Schaltung mit R2, C3 ist schon richtig, man muß aber bei dem kleinen Signal auch noch auf die Leiterbahnführung achten. D.h. C3 am Massesternpunkt wo es ruhig ist auf GND legen. Dito Rückkopplungswiderstand und Versorgung des nichtinvertierenden OP.
Den Tiefpaß R2, C3 durch einen LC-Tiefpaß ersetzen. Oder RC-Tiefpässe kaskadieren, Impedanz jeweils um Faktor 10 skalieren damit sie entkoppelt sind. Am nichtinverierenden OP kann man auch noch Tiefpaßfilter bauen. Bei Tiefpaßfiltern mit sinnvollem Aufwand ist es letztlich aber ein Kompromiß Ripple gegen Zeitkonstante.
Anderer Weg: Wenn das PWM-Signal per Software erzeugt wird und der A/D-Wandler flott ist: beide synchronsieren. D.h. Strom bei geschaltetem Fet messen. Mit Tastverhältnis des PWM gewichten.
"Nicolas Kruse" schrieb im Newsbeitrag news:d6i5fb$2ou$00$ snipped-for-privacy@news.t-online.com...
0.001 Ohm bei 5A = 0.005V, was willst du da messen ? Versuchs mal mit 0.1 Ohm, ergibt 0.5V und 2.5 Watt.
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Manfred Winterhoff, reply-to invalid, use mawin at despammed.com
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Oh, danke C3 liegt denkbar ungünstig an Masse, direkt am Shunt und am der anderen Seite der Platine vom Masseanschluss gesehen...
Hm das ist schwierig da der AD-Wandler samt OP auf einer anderen Platine sitzt, die zudem eine eignende Stromversorgung über USB von einem Anderen Netzteil hat. Wenn es anders nicht geht muss wohl der OP mit auf die Platine des Leistungsteils.
Ja? Eine einzige Periode enthält ja theoretisch schon die Information.
Alle auf den gemeinsamen Massesternpunkt, die Signalleitung für OP und RC-Tiefpaß aber getrennt. Wenn man OP samt positiver Versorgungsspannung nicht verlagern will: das RC-Glied vor den OP setzen. Direkt aus dem Shunt ist das Signal zwar klein aber wird niederohmig getrieben. Hinter dem RC-Glied ist es zumindest für sehr niederfrequente Signale hochohmig und damit störbar.
Mit der synchronisierten Abtastung ( die dann auch noch voraussetzt das der OP flott genug ist das ungeglättete Signal zu verstärken ) würde das tatsächlich gelten. Im anderen Fall hat man ein Rechtecksignal mit entsprechenden Oberwellen für das man ein Aliasingfilter baut.
Dein Problem ist eigentlich sofort offensichtlich, durch C2 = 300 uF (hab ich doch richtig verstanden?) werden beim Umladen riesige Impulsströme erzeugt, die Dir den Transistor schon gefährden müßten. Der Sinn ist nicht so ganz klar, aber ich denke mal, Du wolltest die Last tiefpaßfiltern. Da gehört natürlich noch ein L in die Zuleitung vor C2 rein, dann ist das ein Tiefpaß 2. Ordnung. Die Größe mußt Du nach Deinen Wünschen dimensionieren oder z.B. mit PSpice simulieren. Damit hast Du praktisch einen mehr oder weniger durch die Last und R1 gedämpften Schwingkreis, dessen Einschwingverhalten Du im Leistungskreis optimieren mußt und nicht am AD-Wandler. Jeder Schaltregler hat irgendwo ein L.
Wenn Du vor dem AD-Wandler noch weiter glätten willst, so empfehle ich einen Bessel-Tiefpaß 2. oder 3. Ordnung, dann sieht das schon viel besser aus. Ich hab noch ein Programm, das berechnet minimale Tiefpässe
oder 5. Ordnung mit 1 OP, sag Bescheid wenn Du sowas brauchst.
Ich hab nicht nachgedacht. Dem FET macht das nichts, dafür aber C3...
Genau, aber warum haben denn Netzgeräte meist kein L, fungirt dort die Primärseite des Transformators als Induktivität oder die Gleichrichterdioden als R?
Die Bestimmung der Größe von L ist etwas schwierig, da ich nicht weiß wie hoch die Frequenz des PWM-Signals ist. Gibt es da eine Größenordnung die von Hardware-PWMs in PICs verwendet wird? Ich weiß nur das meine Soundkarte das unbelastete Ausgangssignal als Gleichstrom interpretiert, also über 16 KHz liegen müsste. Andererseits surrt das Schaltnetzteil wenn man C1 weglässt, wobei es halt ein Surren und kein Piepsen mit eine erkennbaren Frequenz ist.
Während sich der Scheinwiederstand eines Kondensators proportional zur Schwindungsdauer verhält, ändert sich der Scheinwiederstand einer Induktivität proportional zur Frequenz. Somit gibt es bei einem LC-Tiefpass im vergleich zu einem RC-Tiefpass zu mindest in der Theorie keine Verluste.
"Nicolas Kruse" schrieb im Newsbeitrag news:d6l67d$92e$03$ snipped-for-privacy@news.t-online.com...
hab's mal mit PSpice simuliert mit IRF540, da treten Stromspitzen über 50 A auf, wenn ich als Last ein R von 1 Ohm nehme.
Das L ist dort nicht so wesentlich, aber das R des Trafos und der Dioden schon. Die Dioden dimensioniert man ja auch so, daß sie mindestens den
10-fachen Stoßstrom in Bezug zum mittleren Strom aushalten müssen.
Das mit dem L habe ich auch mal mitsimuliert, war aber keine gute Idee, es treten am Ausgang Resonanzeffekte auf, die die Spannung an der Last stark wellig werden lassen, also doch kein L. Aber was da genau passiert, ist die Umladung von C1 nach C2 nur über den Mosfet, also geschaltete Kapazitäten umladen, aber extrem große. Wenn Du C1 sehr klein machst, begrenzt wenigstens R1 den Strom etwas, sonst hätte ich jetzt auch keine gute Idee, die Stromspitze mit wenig Aufwand kleinzukriegen.
Da kenn ich mich jetzt nicht aus, ich habe mal testweise 1 KHz genommen zur Simulation.
Du meinst, die Schaltung surrt ohne C1? Ist R1 ein Drahtwiderstand? Dazu fällt mir jetzt nicht so viel ein, keramische Kondensatoren gaben bei mir schon deutliche Geräusche von sich.
Aber betrachten wir mal das zu messende Signal. Den Strom durch R1 wolltest Du sicher mit C1 glätten. Der Ripple an C3 beträgt bei mir simuliert 0.3 mV, also sehr wenig. Wie groß darf der denn werden? Die Grenzfrequenz liegt ca. bei 1 Hz. Hier ist ein Vorschlag, wie Du den OP vor dem AD-Wandler beschalten könntest, der Ripple ist hier nicht mehr feststellbar, er müßte
In diesem Falle finde ich das Gauß-Filter sogar besser, weil es kein überschwingen erzeugt. Für V=1 wie hier könnte man einen Transistor als Kollektorschaltung einsetzen anstelle des OP, dann ginge das noch bei hohen Frequenzen. Man könnte die Rs noch variieren, aber dazu müßte ich das Programm ändern, ist hier nicht unbedingt nötig. Mit Gauß-Filter ist hier eine mehrfach reelle Polstelle gemeint, die Bezeichnung habe ich aus einem Buch, die Stoßantwort wird aber wahrscheinlich keine Gaußfunktion sein, das könnte also zu Mißverständnissen führen.
Obige Bauteile sind auf Omega= 1 1/s normiert, wobei Omega= 2*pi*fgrenz ist. Bei Deiner Schaltung ist Omega ungefähr 6, also fgrenz ungefähr 1 Hz. Also teilst Du die Kapazitäten einfach durch 6. Da sie aber viel zu groß sind, würde ich sie nochmal durch 100 teilen, also insgesamt 1/600. Als Ausgleich multiplizierst Du die Widerstände mit 100. Dann hast Du1 Megohm für R1-R3, dafür wäre ein Fet-OP wie TL071 oder so geeignet. Die Kapazitäten sollten welche mit Metallfilm sein, keine Elkos, auch keine keramischen, sonst wird die Schaltung evtl. instabil, die Werte sollten schon etwas genau sein.
Wenn der AD-Wandler jetzt immer noch Störungen bekommt, so hast Du Masseprobleme oder Induktion Deiner riesigen Umschaltströme, mit obigem Filter bei 1 Hz kommt von 1 KHz absolut nichts mehr durch.
in der Simulation ist der Grund erkennbar, ohne C1 treten Eingangsimpulsströme über 30 A auf, die ein normales PC-Netzteil schon nicht mehr bringt. Vermutlich wird es mit der Frequenz der Impulse abschalten, was die Geräusche hervorrufen könnte, sicher am Übertrager, ein sehr ungesunder Betriebszustand. Mit C1 von 3000 uF gehen die Ströme auf 6 A runter, also hast Du es schon richtig gemacht. Viel kannst Du da also nicht verbessern, außer vielleicht einen kleinen Widerstand in Reihe zum Mosfet, falls C1 und C2 heiß werden sollten bei 50 A, nur geht dann die Ausgangsspannung runter. C1 und C2 müssen eigentlich schaltfest sein, aber das mußt Du mal probieren, ob die den Zustand durchhalten.
Ich hab mir diesen Punkt nochmal angesehen und bin der Meinung, daß Du unbedingt die Spannung am Shunt R1 mit Differenzverstärker abgreifen mußt, man nennt das 4-Leitermessung, so geht man meist vor. Die großen Störungen kommen bestimmt durch Masseprobleme zustande. Ich hab das mal mit TL071 simuliert und 4 gleiche ausgemessene 10K-Widerstände genommen, klappt gut. Für hohe Anforderungen sollten es eigentlich 3 OPs sein mit hochohmigem Instrumentation-Eingang, wird hier aber nicht nötig sein. Als OP könnte man auch nen besseren nehmen wie OP177 oder vorabgeglichene fertige Differenzverstärker wie wie INAxxx, aber das wird etwas viel Aufwand sein.
Die Massestörungen müßten dann verschwinden, wenn der Massebezug des Differenzverstärkers direkt am AD-Wandlereingang angeschlossen ist, das Filter muß auch auf diesen Punkt bezogen sein.
Aber nochmal 'ne ganz andere Frage, welche Aufgabe soll der AD-Wandler haben? Willst Du nur den Strom messen oder willst Du über PWM den Strom ausregeln? Wenn Du regeln willst, kannst Du so mit dem Filter nicht arbeiten, weil der Regelkreis dann instabil werden würde. Wenn nicht, müßte es so deutlich besser gehen.
Warum kann man denn keine Spule verwenden? Kann man die nicht einfach so dimensionieren das Resonazerscheinungen ausgeschlossen werden können?
C1 bleibt kalt, der scheint auch auf große Ströme ausgelegt zu sein. Der ist wenn ich mich nicht irre ich aus einem 2 Kg schweren Spielautomatennetzteil ;) C2 werd ich ersetzen, der hat schon so dünne Anschlussbeinchen...
Der Strom soll geregelt werden, softwareseitig sollten Rückkopplungen aber zu unterdrücken sein.
"Nicolas Kruse" schrieb im Newsbeitrag news:d7036s$38b$02$ snipped-for-privacy@news.t-online.com...
kann man schon, nur ist die Verbesserung nicht wesentlich, aber die Ausgangsspannung hat heftige Überschwinger. Das hängt dann auch noch von der Belastung ab, die kenne ich ja nicht.
Insgesamt verstehe ich den Sinn der Schaltung nicht. Wie sieht die Last aus, wie soll die Ausgangsspannung aussehen? Was soll die Schaltung überhaupt machen? Wenn es Dir nur um den mittleren Wert des Lastromes geht, würde ich C3 ganz klein machen.
An der Last, die ich ohmsch mal mit 1 Ohm angenommen habe, liegen dann Spannungsimpulse 0 bis 5 V an mit dem Tastverhältnis der PWM, die Umladeströme über Mosfet und C1 werden dann relativ klein.
Im Prinzip schon, nur muß man sich dann schon mit der Optimierung von Regelkreisen auskennen und digitale Filter entwerfen können. Dazu muß aber zumindest die Abtastfrequenz des AD-Wandlers bekannt sein, die Frequenz der PWM ist auch nicht unwichtig, häng doch mal ein Scope dran.
Wenn die Ausregelung in vernünftig kurzer Zeit und nicht nach Stunden erfolgen soll, würde ich hier den Bessel-TP auf 1/20 der PWM-Frequenz dimensionieren. Bei 10 KHz Schaltfrequenz wären das 500 Hz, dann ist der Ripple am AD-Wandler noch vernachlässigbar. Mit dieser Dimensionierung könnte die Phasendrehung des Bessel-TP grob geschätzt weit genug nach oben geschoben sein, aber dazu sollte PWM-Frequenz und die des AD-Wandlers möglichst hoch sein, deshalb bin ich mal auf 10 KHz gegangen.
Wenn Dir eine Einstellzeit von 1 s schnell genug ist, könnte das gehen. Ein digitaler PI-Regler müßte das stabil regeln können, also mußt Du einen digitalen Integrator im uC realisieren, für dessen Konstante Du einen Multiplizierer brauchst. Die Werte dafür kann ich aber nicht aus dem Ärmel schütteln, in dem Bereich habe ich auch zuwenig Erfahrung. Worauf Du dann achten mußt, daß die Filterberechnung innerhalb einer Abtastperiode abgeschlossen sein muß. Ob Dein PIC das schafft, kann ich nicht wissen. Bei uns wurde mal sowas mit ARM-Controller gemacht, der ist für Filterung im Audiobereich noch schnell genug.
Aber Du mußt Dich dann etwas intensiver mit dem uC beschäftigen, Abtast- und PWM-Frequenz mußt Du unbedingt wissen. Ein Scope am AD-Wandlereingang wäre auch nicht schlecht, damit Du erkennen kannst, wie die Schaltung ausregelt oder gar schwingt. Außerdem geht die Last mit in die Regleroptimierung ein, auch die Laufzeit des Bessel-TP als Totzeit, im Grunde muß man das alles etwas mathematisch vorbereiten. Oder Du simulierst es vorher auf dem Rechner, dann kann auch nix Teures hochgehen.
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