einfacher 4..20mA Transmitter

Ich habe eine Schaltung, bei der ein A/D-Wandler mit differentiellem Eingang bereits vorhanden ist (AD7795) und ich habe ein Embedded-System mit PWM-Ausgang. Wie kann ich damit am besten (preiswert, nicht zu ungenau) einen 4..20mA Transmitter bauen? Hier eine Idee:

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Könnte das so gehen?

Den Punkt zwischen R4/R5 und R7/R6 würde ich auf den A/D-Wandler geben und dann das PWM-Signal solange anpassen, bis der Ausgang stimmt. Da der Wandler auch einen Temperatursensor integriert hat, könnte ich wohl auch den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes herausrechnen. Außerdem könnte das auch kalibriert werden, wobei aber schön wäre, wenn man das irgendwie automatisieren könnte. Wie könnte man das machen?

Auch nicht so gut: Bei angenommenen 24V außen, abgestürztem PWM-Ausgang auf High sowie Kurzschluß am Ausgang müsste der Widerstand 1,7 Watt vertragen. Könnte ich einen 3 Watt Widerstand nehmen, aber kann man das vielleicht irgendwie verbessern, daß z.B. der Transistor automatisch sperrt, wenn der Strom zu hoch wird?

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss
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Frank Buss schrieb:

Für 4-20mA würde ich auf keinen Fall einen 2N3055 verwenden. Da reicht ein BC548 o.ä. Bzw. vermutlich direkt der Ausgang des OP.

Außerdem scheint mir das ganze zu aufwendig zu sein. Du hast erst einen Tiefpassfilter und regelst dann per PWM den Strom nach. Dabei gibt es Zeitverzögerungen, die zu heftigen Regelschwingungen und einem langsamen Regelverhalten führen können.

Eigentlich müsste es auch einfach mit einem RC-Tiefpass gehen. Die Ausgangsspannung dann mit dem OP direkt in den Strom wandeln.

Eine Idee wäre noch, das RC-Glied mit einem festen Rechtecksignal anzusteuern. Dahinter ein Sample and Hold und diesen mit einem vom gewünschten Strom abhängigen Phasenwinkel relativ zum Eingangstakt anzusteuern. Dann hat man hinter dem S&H eine einigermaßen saubere Gleichspannung die man mit nem OP in einen Strom wandeln kann.

Gruß

Stefan DF9BI

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Stefan Brörring

Welchen OP würde ich da dann am besten nehmen? Ich habe 5V Versorgungsspannung, aber der 4..20mA Standard sieht vor, bis zu 32,7V an minimal 300 Ohm zu treiben, was bedeutet, daß am OP dann ein Spannungsabfall von 26V bei 20mA ansteht, was von der Spannung für den LMV358 zu hoch ist, der aber dafür gut mit 5V zusammenarbeitet und mit den

0,5 Watt wäre ich mir auch nicht sicher, ob das Gehäuse dann nicht zu warm wird, insbesondere bei SMD Bauform. Daher auch meine Idee, einen etwas fetteren Transistor zu nehmen.

Die Zeitverzögerung ist für den Anwendungsfall unkritisch und darf bis zu 1 Sekunde betragen.

Verstehe ich nicht ganz. Einen klassischen RC-Tiefpass zur Integration der Pulsbreite des PWM-Signals habe ich mit R3/C1 doch aufgebaut, oder?

Das klingt aber nicht gerade nach "einfach" :-) Wäre aber wahrscheinlich unschlagbar in der Regelgeschwindigkeit, die aber hier nicht wichtig ist.

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

Klar, den hast du eingebaut. Aber du hast zusätzlich eine Regelung vorgesehen.

Im Grunde willst du mit einem ADU einen DAU realsieren. Normalerweise macht man es andersrum, d.h. man realisiert einen ADU indem man die Eingangsspannung mit der Ausgangsspannung eines DAU vergleicht (sucessive Aproximation).

Wenn du schon PWM hast, kannst du durch Mittelwertbildung direkt ein Analogsignal erzeugen. Da benötigst du dann keine Regelung mehr, die dir das Puls-Pausenverhältnis nachregelt.

Ist mit Sicherheit einfacher, als die Regelung des PWM-Signals. Du erzeugst einfach per Timer-INT ein Rechtecksignal. Mit einem zweiten Timer, den du mit dem ersten Timer, d.h. z.Bmit der steigenden Flanke des ersten Timers startest. Wenn der zweite Timer-INT auftritt, gibst du den Sample-Impuls aus. Über die Phasenverschiebung zwischen Timer 1 und Timer 2 ergibt sich die Ausgangsspannung, die dann mit einem OP in einen Ausgangsstrom verwandelt wird.

Für den benötigten Spannungsbereich musst du dann nur noch einen passenden OP finden, oder diesen am Ausgang um einen geeigneten Transistor erweitern.

Gruß

Stefan DF9BI

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Stefan Brörring

Die Last, die am Ausgang dran hängt, kann ja unterschiedlich sein, aber da würde eine Regelung der Spannung sowieso nicht so gut sein. Außerdem ist im

4..20mA Standard nicht spezfiziert, wie genau die Spannungsquelle sein muß, sodaß es bei langsamer Nachregelung kurzfristig mit der Versorgungsspannung schwanken würde. Daher habe ich die Schaltung mal umgebaut und eine direkte Spannungs-Strom-Wandlung simuliert:

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R8 ist der Receiver, mal mit einem Wert nahe Kurzschluß simuliert. Gegenüber meiner alten Schaltung ist hierbei der maximale Strom von der Hardware her auf 33mA begrenzt (Eingangspannung des OPs geteilt durch R1), sodaß auch bei Softwarefehler nicht mehr fließt und ich den Transistor ggf. kleiner machen kann, oder vielleicht durch einen anderen OP direkt ersetzen kann.

Ich brauche jetzt im Prinzip auch nicht mehr die Rückkopplung der Spannung an R1 in den A/D-Wandler zum Einstellen des Ausgangsstroms, aber wäre das vielleicht nicht doch sinnvoll zum kalibrieren? Ich könnte mir vorstellen, daß durch unterschiedliche Offset-Spannungen am OP der Ausgangsstrom nicht exakt Eingangsspannung/R1 ist und außerdem wollte ich direkt das PWM-Signal aus dem Embedded System nehmen, was vielleicht auch nicht exakt 3,3V ist.

Kann ich mir nicht ganz vorstellen, hast du da eine Beispielschaltung? Wenn ich einen Kondensator über einen Widerstand lade, dann ist die Ladungskurve der Spannung ja auch nicht linear, sodaß ich jetzt keinen Vorteil gegenüber der PWM-Integration sehe, außer daß es vielleicht schneller ist.

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

Das spielt keine Rolle, da du ja den Strom über den OP einstellst. Der OP regelt die Spannungsschwankungen von V3 aus.

Das sieht ganz gut aus. Ich würde aber anstelle des 2N3055 was kleineres nehmen und einen Widerstand in die Leitung von Ausgang des OP zur Basis des Transistors.

Die Spannung an R8 wird auch durch die Betriebsspannung des OP begrenzt, da diese immer 0,7V unter der Basisspannung des Transistors liegt. Kollektorschaltung/Emitterfolger.

Um das zu vermeiden könnte man einen PNP-Transistor verwenden und das ganze in Emitterschaltung betreiben. Dann muss aber der + und - Eingang des OP vertauscht werden, weil du dann eine zusätzliche Inverterstufe am Ausgang des OP hast. Die Lösung mit Kollektorschaltung hat vermutlich eine geringere Schwingneigung.

Keine Ahnung, kommt auch drauf an, wie genau es sein soll. Denke aber nicht, dass das ein Problem ist.

leider nicht

Die Nichtlinearität müßtest du rausrechnen. Das ist schon richtig. Der Hauptvorteil ist, dass die Restwelligkeit entfällt. Beim Tiefpass bleibt eine Restwechselspannung am Eingang der Schaltung, die sich auf den Strom am Ausgang überträgt. Da müsstest du eventuell weitere Tiefpassfilter hinzufügen. Mit der S&H Lösung hättest du im Idealfall am Ausgang eine Gleichspannung ohne überlagerten Wechselspannungsanteil. Zumindest wäre die auch ohne weitere Tiefpassfilter deutlich reduziert.

Gruß

Stefan DF9BI

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Stefan Brörring

Ja, V3 regelt er aus, was auch gut ist, aber V2, also was der PWM-Ausgang erzeugt, ist ja erstmal digital und muß daher nicht genau 3,3V und 0V sein. Das war zumindest meine Befürchtung.

Ja, gute Idee. Wegen dem Transistor bin ich mir nicht so sicher, da ja bei Kurzschluß 0,6 Watt verbraten werden müssen. Ich habe da nicht soviel Erfahrung, aber beim BC548 steht z.B., daß er 1,5 Watt könnte. Ich nehme aber mal an, daß der dabei ziemlich warm wird oder ein Kühlkörper braucht, oder? Ist ja von der Masse her noch kleiner, als ein 1/4 Watt Widerstand.

Das wäre kein Problem, wenn er bis 0 runter kommt. Der OP wird mit 5V versorgt (braucht die Schaltung auch) und muß maximal 3,3V durchschalten.

Ich denke mal nicht, daß die Restwelligkeit ein Problem ist, da ich ja 1 Sekunde Zeit habe, das Signal anzupassen und wenn ich den PWM mit 100kHz takte, dann sollten da Wellen nur noch im Mikroamperebereich messbar sein, wenn überhaupt.

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

Das ist auch richtig. Müsste aber ein konstanter Fehler sein, wenn die Spannung gleich bleibt. Dann müsstest du mit einem Trimmer die Verstärkung erhöhen, oder per Software die Gesamtverstärkung hochsetzen.

Im Zweifelsfall brennt der weg.

Das ist dann ein Problem, wenn deine Last zu hochohmig wird. Es geht aus deiner Schaltung nicht ganz hervor, wo dein Ausgang bzw. deine Last ist. Wenn R8 die Last ist, und z.B. 1 KOhm hat, müssten da bei 20mA 20V abfallen. Und das geht so nicht. Auch nicht, wenn R1 dein Ausgang ist. Wenn der Lastwiderstand zwischen GND und dem - Pol von V3 liegt, oder zwischen dem Kollektor des Transistors und dem + Pol von V3 ist das kein Problem. Dann kann aber R8 entfallen. Es gibt aber einen Fehler durch den Basisstrom. Denn dann ist der Strom aus dem Emitter größer als der in den Kollektor. Gemessen wird aber der Emitterstrom. Wenn die Stromverstärkung größer ist, wird der Fehler kleiner. Ein weiteres Argument für einen anderen Transistor. Eventuell sogar für einen FET.

Das sollte gehen. Nur bei 100 KHz PWM hast du nur eine geringe Auflösung. Wenn dein Controller z.B. einen 20 MHz Takt hat, beträgt die Auflösung maximal 0,5%.

Ich würde ca. 1 KHz nehmen. Das müsste man dann auch ausreichend glätten können. Den Tiefpass eventuell mehrstufig machen??

Gruß

Stefan DF9BI

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Stefan Brörring

Das habe ich mir gedacht :-) Nehme ich also doch besser den 2N3055, ist ja auch nicht so teuer.

R8 ist die Last. Laut ISA-50.1-1982 (R1992) 4..20mA Standard muß ich dafür maximal 600 Ohm unterstützen, bei einer minimalen Stromschleifenspannung von 23V. Ich habe den R8 jetzt in den Collector gelegt und mit ltSpice mal verschiedene Kombinationen von Stromschleifenspannung, Tastverhältnis und Lastwiderstand ausprobiert und scheint jetzt zu funktionieren, auch mit 12V Stromschleifenspannung.

Dadurch daß ich noch einen 1k Widerstand vom OP-Ausgang zur Basis geschaltet habe, sollte der Basis-Emitterstrom auch nicht zu hoch sein und ich müsste den per Software herausrechnen können. Ist wahrscheinlich eine blöde Frage, aber der Basis-Emitterstrom hängt doch nicht auch von V3 und R8 (im Collector) irgendwie ab?

Ja, 1kHz ist wohl besser. Da ich aber den PWM sowieso nur mit 16 Bit Auflösung programmieren kann (allerdings habe ich noch einen zusätzliche 16 Bit Prescaler, muß mal genauer sehen, ob ich das irgendwie kombinieren kann), sollte dann ein einstufiger RC-Filter ausreichen, wenn der ab 1Hz anfängt zu filtern.

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

Preis ist nicht das Thema, aber die Stromverstärkung ist schlecht und das Ding ist total überdimensioniert. Die geringe Stromverstärkung führt zu einem Fehler, siehe unten...

Ich würde einen kleineren Transistor mit höherer Stromverstärkung nehmen, und einen Widerstand in Reihe schalten, durch den der Leistungsabfall am Transistor soweit begrenzt wird, dass er nicht kaputt geht.

Das haut aber so nicht hin. Bei 600 Ohm und 20mA hast du an R8 genau 12 Volt.

Die Spannung am oberen Ende von R8 kann aber nicht höher als die maximale Ausgangsspannung des OP - 0,7 V sein. In dem Fall 4,3 Volt. Dazu kommt der Spannungsabfall an R1 = 20mA * 100 Ohm = 2 Volt. Damit verbleiben an R8 2,3V und damit dürfte R8 maximal 115 Ohm haben.

Nein, aber der Basisstrom addiert sich auf den Emitterstrom. In deiner Schaltung spielt das keine Rolle, weil der Strom durch R8 und R1 praktisch identisch ist, weil der Eingansstrom in den - Eingang des OP praktisch 0 ist.

R8 kann aber aus oben genannten Gründen nicht die Last sein. Die Last kannst du zwischen +V3 und dem Kollektor schalten. Aber die Gegenkopplung des OP läuft über R1 durch den der Strom I + Ib fließt. Ib ist umso größer, je kleiner die Stromverstärkung des Transistors ist. Bei einem 2N3055 beträgt die Stromverstärkung schätzungsweise 20, d.h. du erhältst dadurch einen Fehler von 5%.

Wenn du R8 in die Kollektorleitung schaltest, ist der Strom durch R8 geringer als der Strom durch R1. ---> I1 = I8 + Ib. Beim 2N3055: Ib = I8 / 20 => I1 = I8 * 1,05 Wobei der Faktor 20 nicht konstant ist und vom Arbeitspunkt und der Bauteilstreuung und der Temperatur abhängt.

Nimmt man statt dessen einen Transistor mit einer Stromverstärkung von

200, sinkt der Fehler entsprechend.

Alternative: Die Schaltung so wie du sie gezeichnet hast mir R8 als Last und V3 als Betriebsspannung des OP verwenden. Oder V1 = 30V.

Nun, 1KHz * 65536 = ca. 65 MHz. Das wird nicht hinhauen. Da musst du wohl auf 100 Hz runter, wenn du eine Auflösung von 16 Bit haben willst.

Das macht aber keinen Sinn, weil die Schaltung niemals diese Genauigkeit hat. Ich würde auf eine Auflösung von 10 Bit gehen. Und eine PWM Frequenz von 1 KHz. Dann muss der Takt für das PWM Signal ca. 1 MHz betragen und das ist problemlos möglich.

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Stefan Brörring

Das ist leider nicht so einfach, denn für Class U Transmitter nach dem Standard muß ich 800 Ohm bei 23V unterstützen, womit der höchste Widerstand

350 Ohm sein darf, bei 20mA Ausgang. Wenn ich jetzt noch ein wenig Reserve für niedrigere Spannungen haben will, dann ist der 220 Ohm Widerstand schon an der obersten Grenze und somit habe ich bei der Maximalspannung für V3 von 32,7V und einem Kurzschluß für den Lastwiderstand die ca. 0,6 Watt Verlustleistung am Transistor.

Ich habe den 3055'er aber in einer kleineren Bauform gefunden, sogar als SMD und nicht der fetten TO?3-Bauform, wie man den normalerweise kennt :-)

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Das wäre ja nicht so tragisch, wenn ich das sowieso kalibriere. Müsste ich dann bei unterschiedlichen Temperaturen kalibrieren, der A/D-Wandler hat ja auch ein Thermometer eingebaut, sodaß ich anhand dessen die Kennlinie anpassen könnte, da der Transistor wegen seiner Größe nicht viel wärmer als die Umgebungstemperatur werden wird.

Würde ich gerne machen, wenn du mir einen nennst, der auch 0,6 Watt aushält und dabei nicht so langsam wegschmilzt.

Geht leider nicht, da V3 nur optional anliegt, wenn ein 4..20mA Empfänger angeschlossen ist und kein extra Spannungsregler in die Schaltung soll.

Ist ein recht leistungsfähiges Embedded System was da dranhängt, mit einem NS9360 ARM9-Prozessor und 155MHz Systemtakt, aber du hast warscheinlich recht, daß mehr als 10 Bit nicht viel Sinn macht.

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

na endlich ;-)

Den Transistor mußt du da als Darlington aufbauen sonst mißt der Operationsverstärker den Basisstrom mit. Da schlage ich vor, gleich einen geeigneten Darlington zu wählen, nicht selber rumzubasteln, womöglich schwingts. Was für eine Type, da kann ich dir leider nicht helfen, da bin ich schon zu weit weg. Ein paar pF vom C auf B werden nicht schaden oder vom C auf E, mußt du probieren und mit einem Oszi nachprüfen, wie es wenigstmöglich ausschwingt.

Nochn Tip: am + Eingang des Op hast du einen dicken C gegen Gnd. Wenn der aufgeladen ist und die Betriebsspannung wird schnell ausgeschaltet, dann kann das den + Eingang ganz schön stressen. Da müssen ein paar Ohm in Serie. Es sei denn, dein Verstärker verträgt das. Den Pfusch merkt der Kunde erst beim nächsten Einschalten.

Und nochn Tip: sollte dein Op kein CMOS-Typ sein, der einen nennenswerten Eingangsstrom hat, dann lohnt es sich, die beiden Eingänge ungefähr mit gleichen Ohm zu beschenken. Damit hältst du die Offsetspannung niedrig. Denn sie ist im Feld höher als im Datenblatt.

Nochn Tip: den Shunt-Widerstand mach aus 2-5 Stück parallel geschalteten Widerständen statt einem dicken. Gegen alle Unkenrufe erhöht das die Genauigkeit im Durchschnitt doch.

Ceterum censeo - achte peinlichst auf das Einpunkterdungs- prinzip.

Servas

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Franz Glaser

Darlington wollte ich auch schon vorschlagen. Kann man aber problemlos aus zwei NPN-Transistoren aufbauen.

Nachteil: Spannungsabfall zwischen Ausgang des OP und dem + Pol von R8 ist dann 1,4V.

Damit kommen wir wieder zu dem Problem, dass die Spannung an R8 nur noch maximal 1,6V wird.

Der 2N3055 stört mich immer noch, weil das einfach Steinzeit ist. Der war schon vor 30 Jahren alt. Wusste gar nicht, dass man den noch kaufen kann.

Das mit dem Widerstand zwischen dem C und dem OP-Eingang erscheint mir auch zumindest sinnvoll. Ob es tatsächlich ohne den Widerstand zu einem Defekt kommt hängt sicherlich vom OP ab.

Gruß

Stefan DF9BI

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Stefan Brörring

Der 3055 ist laufend weiterentwickelt worden, soweit ich mich erinnern kann. Er heißt bloß immer so. Er ist ein unverwüstliches Lastpferd.

Ich kann mich erinnern, daß ich "nur" die von RCA eingebaut habe, weil "die" am robustesten waren. Aber ob das _noch_ stimmt, dafür leg ich nicht einmal ein Barthaar ins Feuer.

Für diese Anwendung ist er allerdinx haushoch überkandidelt.

Was den Darlington anbelangt (zurück zum Thema) - bei den kleinen Strömen hier geht es gar nicht um 1,4 Volt, da kommen nur christliche

1,2 zusammen und nichmaldie... Außerdem kann dem OP - Output mit einem großen R "nach oben" nachgeholfen werden. Der geht in die Mathe überhaupt nicht störend ein.

Selbstgebaute Darlingtons neigen eher zum Schwingen als fertige. Das ist meine Erfahrung.

Servas

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Franz Glaser

Das muss wohl so sein. R.A.Pease von National meint dazu das man aufpassen soll weil die neuen vor allem schneller sind als alte und dann manche Schaltung nicht mehr richtig funktioniert.

Ich hab uebrigens auch mal einen 4-20mA Transmitter mit Darlington aufgebaut. Der funkionierte dann je nach Herstellungsdatum oder gar Hersteller der Transistoren unterschiedlich gut weil zuviel Strom an den implementierten Widerstaenden abgeflossen ist.

Ich nehm jetzt IRF530 damit gibt es keine Probleme mehr.

Ein bisschen fetter als sein muss kann in der Anwendung nicht schade, aber ich finden den 3055 auch stark ueberzogen.

Olaf

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Olaf Kaluza

Stimmt. Wir haben vor 20 Jahren an der Uni mal verschiedene 2N3055 aufgesägt. Der Chip beim Motorola war deutlich kleiner als beim RCA. Dafür war der aber auch erheblich schneller.

Ob 1,4 oder 1,2 ist ziemlich egal. Das eigentliche Problem ist der OP. Der kann so wie er beschaltet ist keine Ausgangsspannung > 5V rausgeben. Außerdem hängt die Last, d.h. R8 mit beiden Pins auf undefiniertem Potential. Ich würde deshalb die Last in die Leitung von GND zu V3 schalten. Bei Verwendung eines Darlington kommt ja der Basisstrom des Transistors ebenfalls aus V3. Damit ist der Strom durch R1, der ja gemessen wird wieder fast identisch mit dem Strom in dem Stromkreis aus V3, Transistor, R1 und R8. Die Last kann dann an beliebiger Stelle in den Stromkreis gehängt werden.

Wobei das, was der OP hier gezeichnet hat ja mehr so eine Art Ersatzschaltbild ist. Man müsste über die Anwendung und die Last noch einiges wissen.

Ist aber nicht nötig, wenn man die Last an anderer Stelle einbaut.

Oder wenn man anstelle des NPN einen PNP verwendet. Dann müssen aber wegen der Invertierung zusätzlich der invertierende und der nichtinvertierende Eingang des OP vertauscht werden.

Durchaus möglich. Ich hatte da bisher wenig Probleme. Die von mir vorgeschlagene PNP Lösung dürfte auch eher schwingen als die NPN Lösung.

Gruß

Stefan DF9BI

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Stefan Brörring

Ich habe eben mal einen normalen BC547C so an der Basis eingestellt, daß bei 30V an der Collector/Emitter Strecke (was bei externem Kurzschluß auftreten kann) 20mA fließt und scheint zu funktionieren, aber er wird schon recht heiß und riecht nach Elektronik :-)

Ja, der sieht ein wenig größer vom Gehäuse aus und sollte die 0,6W bei Kurzschluss konstant verkraften können.

Schön wäre wohl auch, wenn der Lastwiderstand im Empfänger mit einer Seite an Masse angeschlossen werden könnte. Dann könnte man auch 4..20mA Empfänger verwenden, die keine galvanische Trennung haben und man braucht keine 4 Leitungen. Ich habe das mal versucht zu entwerfen:

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Auf der rechten Seite ist der Empfänger und links meine Senderschaltung (wobei ich statt des Integrators mal direkt den Spannungsbereich mit V2 simuliert habe, der vom PWM Signal nachher generiert werden kann), also eine 3-wire Schaltung nach dem "ISA-50.1-1982 (R1992)" Standard. Das sollte mit so ziemlich jedem Empfänger zusammenarbeiten können, aber ich habe da keine Erfahrung. Kennt einer typische 4..20mA Empfänger und wie die angeschlossen werden müssen? Der Kunde weiß da auch nichts genaues, möchte aber natürlich mit möglichst vielen Gegenstellen reden können.

Was mir außerdem noch nicht an der Schaltung gefällt, ist die extra Stufe mit dem NPN-Transistor. Irgendwie muß ich ja die 0V bis 3,3V von V1 abziehen, um dann mit V1 bis V1-3,3V den FET anzusteuern. Das scheint auch recht kritisch von R2 abzuhängen, weshalb ich da wohl ein Poti bräuchte. Wenn die Verstärkung auch noch von V1 abhängt, wäre es gar nicht zu gebrauchen.

Da aber meist 2-fach-OPs nicht viel teuerer sind als 1-fach-OPs und es zudem noch ein wenig Platz spart, wäre es schön, wenn ich diese Umwandlung mit einem OP hinbekäme. Wie müsste ich das anstellen?

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

Ich weiss ja nicht was du vorhast, aber normalweise verwendet man

4-20mA zur Uebertragung ueber groessere Entfernung und da wuerde immer Potentialtrennung machen.

Olaf

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Olaf Kaluza

In welcher Hinsicht kann das den Eingang stressen? Der Eingangswiderstand bei einem OP ist doch bereits ziemlich groß, oder ändert sich das bei schnell abfallender Versorgungsspannung?

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Frank Buss, fb@frank-buss.de
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Frank Buss

Durch den Halbleiterprozess gibt es bei so gut wie allen Bauteilen Substratdioden nach GND und Vcc. (Ist das bei SOI-Prozessen auch so?) Diese verkraften, wenn überhaupt spezifiziert, nur geringe Ströme und man tut entsprechend gut daran diese zu begrenzen. Ist nun ein Kondensator an einem Eingang und fällt die Betriebsspannung kann sich der Kondensator, eben durch den hohen Eingangwiderstand des OPV, nicht ausreichend schnell entladen. Sobald dann die Spannung des Kondensator 0.7V über der aktuell anliegenden Betriebsspannung liegt wird ein, u.U. erheblicher, Strom durch die Substratdiode des OPV fließen. Das mag ein paar mal gut gehen aber irgendwann wird der Transistor der mit dem Substrat die Diode gebildet hat das nicht mehr mitmachen und der OPV ist kaputt. Abhilfe: (Schottky-)Diode von Eingang des OPV nach Vcc und/oder Widerstand vor den OPV-Eingang damit der Strom auf einen un- gefährlichen Wert begrenzt wird. Alternativ: Hoffen, dass die Energie aus dem Kondensator nicht reicht um die Substratdiode(en) zu schädigen.

Viele Grüße, Martin L.

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Martin Laabs

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