Je n'arrive pas à comprendre le fonctionnement d'un miroir de courant.
Considérons :
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Sur le schéma, il faut inverser les drains et sources de M2 et M3 (me semble-t-il, sinon le courant passe par la diode du transistor).
Il y a une source de courant de 25 µA. Comme il s'agit d'un miroir de courant avec un rapport 4, je retrouve 100 µA dans R_{ref}. Je veux bien que la tension sur R_{FB} soit fixée par la résistance R_{FB}, mais je ne vois pas comment la tension aux bornes de R_{ref} varie puisque, justement, le courant est fixé.
Je prends toute explication. La doc du LT3573 montre quelque chose de similaire mais avec des bipolaires et c'est tout aussi scabreux pour moi.
Le montage n'est pas à proprement dire un mirroir de courant car les Vgs ne sont pas égeaux, par exemple durant la conduction de M1 VRref tombe à zero et M2 est totalement passant.
Lors du blocage de M1, SW va monter à la tension de flyback et, si elle est suffisante, VRref va grimper proportionnelement jusqu'à atteindre
1,223V ou M2 va travailler dans sa zone de *linéarité* c'est là que l'effet mirroir intervient, limitant la progression de VRref dès que les 100µA d'équilibre sont dépassés, c'est en cela que la doc annonce que M2 et 3 convertissent la tension de flyback en courant parce.
Le sense de tension durant le flyback pouvant présenter des transitoires de tension importants, je pense que ce montage présente une bonne protection pour l'entrée de l'ampli.
Le 02-12-2022, Olivier B snipped-for-privacy@free.fr.invalid> a écrit :
Je reviens sur le sujet parce qu'il y a un truc que je saisis pas et quand je ne comprends pas...
Tous les fichiers que je vais évoquer sont sur le ftp anonyme fermat.systella.fr dans le répertoire ngspice.
Je suis parti d'un contrôleur push-pull fonctionnel (conçu sur le principe du TL5001A mais avec une sortie adaptée). J'ai modifié le circuit pour qu'il puisse fonctionner en tant que contrôleur flyback. Typiquement, j'ai rajouté un écrêteur sur le bas du triangle et un contrôle du courant maximal dans la transformateur.
Le schéma de ce contrôleur est FLYBACK.PDF (netlist spice FLYBACK.CIR). Le feedback est pris au secondaire (non isolé) et il fonctionne parfaitement.
U7 est l'écrêteur positif, U20, l'écrêteur négatif. U8 et U9 détectent les surcharges en sortie, U3 limite le courant au primaire du transformateur. Je n'ai pas mis de driver pour l'IRF540 et je n'ai pas vérifié la température de fonctionnement (je sais, c'est mal). Attention, pour ceux qui voudraient simuler, il faut garder un tstep de 10 ns en raison de la détection de front. En augmentant trop, spice peut passer à côté de certains fronts et le comportement peut être erratique.
J'ai maintenant remplacé le feedback au secondaire par le circuit indiqué dans les différentes documentations trouvées. J'ai choisi la version bipolaire (parce que j'avais des modèles de transistors éprouvés), ce qui donne le circuit FLYBACK_2.PDF (et FLYBACK_2.CIR).
Et ce qui devait arriver arriva, ça ne fonctionne pas comme attendu. Le courant circulant dans R2 est de l'ordre de 41 µA. Comme c'est du bipolaire, il y a des petits artéfacts lors de la commutation du transistor de puissance (1 µApp max). Le courant dans R3 passe de 0 à 120 µA.
Quelle que soit la valeur de R19, la tension de sortie reste la même. Disons à peu près la même :
La question que je me pose est la pertinence de C3 dans le second convertisseur. Le premier, avec sa sonde au secondaire, fonctionne grâce à C3 qui fait que U1 se comporte comme un correcteur. Mais il fonctionne en continu. Dans le second convertisseur, la correction se fait en temps discret (la valeur est utile lorsque Q1 est bloqué), ce qui doit totalement perturber ce correcteur. Sauf qu'en retirant C3, on ne peut pas dire que ça fonctionne mieux.
Je suis preneur de tout avis ou toute explication.
Le 07-12-2022, JKB snipped-for-privacy@hilbert.invalid a écrit :
Nouveau circuit : FLYBACK_3.PDF
Avec ce circuit, on arrive aux tensions en sortie de flyback suivantes en fonction de R19 :
33k: 3.5V 56k: 8.3V 100k: 14,9V 180k: 18.7V
Le secondaire est totalement flottant (pas d'optocoupleur non plus).
Les quatre transistors (Q2, Q5, Q6, Q7) ne peuvent être remplacés par des mosfets sauf à avoir un circuit bien plus complexe (les différences de Vds dans la source de courant font que les courants dans R2 et R22 seront de l'ordre de 40 µA pour R2 et... 1,3 mA pour R22). On pourrait remplacer ça par une source de courant autour d'un montage cascode. Je n'ai pas testé.
Avec les valeurs sur le schéma, on a 40 µA dans R2, 53 µA dans R3 et aux alentour de 60 µA pour R22. Le schéma fonctionne bien pour R19 supérieur à 56k. Pour les valeurs inférieurs, il y a une suroscillation en sortie (on monte à 5V avant de descendre vers la faleur finale). Je pense qu'il faudrait modifier C3 voire rajouter une petite capacité en parallèle à R4+C3. Pas testé non plus, peut-être qu'avec une charge en sortie plus importante cette suroscillation disparaîtrait d'elle-même.
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