Alimentatore "di precisione"

Sì, esatto.

E' un qualunque convertitore A/D in cui la tensione misuranda viene integrata (in modo analogico o digitale) per un certo tempo di misura (fisso possibilmente). Cadono in questa categoria (in ordine storico, diciamo) i convertitori A/D a doppia rampa, quelli a rampa multipla e alcuni sigma-delta (praticamente tutti gli A/D di precisione sono ormai di quest'ultimo tipo).

Tale integrazione può essere vista come l'azione di un filtro la cui funzione di trasferimento ha modulo quadrato |H(f)|^2 = [sin(pi*f*To)/pi*f*T0]^2, dove T0 è il tempo di integrazione e f è la frequenza di Fourier. Un esempio di tale tipo di risposta lo trovi per esempio nel grafico di p.7 di questo datasheet

I buchi corrispondono alle frequenze in cui si annulla |H(f)|, cioè f = n/T0 con n=1,2,... Il datasheet in questo caso specifica (a p.9) che il filtro ha una risposta più complessa la cui funzione di trasferimento è del tipo |H(f)| = [sin(pi*f*To)/pi*f*T0]^4. Dal grafico a lato si capisce che qui

1/T0 = 55 Hz. Altre scelte sono possibili (p.es. guarda il grafico di p. 10 di In genere, comunque, uno fa in modo che i buchi cadano nella vicinanza della frequenza di rete.

Conoscendo lo spettro del rumore all'uscita degli amplificatori per i fotodiodi e la funzione di trasferimento del convertitore A/D, potresti calcolarti (con mooolta pazienza e mooolta carta) la risoluzione ottenibile sulla corrente generata dal fotodiodo. E alla fine, potresti scoprire che 24 bit sono sprecati perché più di 20 bit effettivi di risoluzione non riesci a ottenere.

Massimo Ortolano:

Controdomanda: se invece ho un filtro passa-banda "ultraterreno" che fa passare solo le frequenze tra 1kHz e 10kHz, avrò un rumore di 7-3=4 uV?

Il "nostro" sarebbe stato a doppia rampa, ma con tempo di misura variabile.

Come faccio a distiguerli dai sigma-delta non a integrazione?

Ho presente: è l'andamento tipico dei sigma-delta. Il secondo grafico è l'ingrandimento del primo, vero?

Vedo che anche questo ha un'entrata di clock che, se utilizzata, permette di variare la posizione dei buchi.

I convertitori che ho preso in considerazione, pur essendo a 24 bit , in realtà non superano i 19 di risoluzione effettiva.

Il 23/07/2010 19.01, F. Bertolazzi ha scritto:

dai 10V a 9V, il buck ce la fa e ne avanza; il lineare seguente, solo se necessario per togliere rumore, se fatto con un bjt farebbe cadere

No: sqrt[(7 µV)^2-(3 µV)^2]

L'integrale della densità spettrale in una certa banda dà il valore quadratico medio del rumore in quella banda: se hai due bande adiacenti si sommano i rispettivi valori quadratici medi.

Dove sarebbe stata la seconda rampa? Comunque il tempo di misura variabile è meglio evitarlo.

Diciamo che in tutti i sigma-delta c'è una qualche forma di integrazione, però in quelli ad alta velocità questo tempo è basso e la banda di rumore diventa elevata.

Sì, nell'intorno del primo zero.

Sì, ma poi devi anche considerare i rumori della sorgente di luce, del fotodiodo e del suo amplificatore: se non ben progettati è facile che peggiorino ulteriormente la risoluzione effettiva. A quel punto, a che servirebbe prendere un convertitore a 24 bit?

Massimo Ortolano:

Evidentemente. Dimenticavo cosa fossero gli "addendi".

Un altro switch analogico verso massa.

Boh, uno a 4 canali costa 10 euri da Farnell e di questi strumenti ne faremo due o tre.

lowcost:

Ehm, la situazione nel frattempo è cambiata: abbiamo un sensore che può essere alimentato da 9 a 24V collegato direttamente alla batteria tramite un

e tre utenze a 3,3V alimentatte da altrettanti LDO, di cui uno sempre acceso (AVR) e due comandati dal controller.

Quindi il buck dovrebbe avere un'uscita fissa di 3,6-4,5V, con il carico che può variare tra 10 e 40 mA. Tra l'altro so già quando il carico varierà, in quanto sono io ad accenderlo. In teoria potrei usare direttamente le linee che accendono gli LDO per variare il duty cycle del PWM. Ma lascerei perdere...

Nel primo prototipo su cui sto sviluppando il SW il sistema è molto semplice: l'uscita delle prime tre celle viene mandata agli LDO e quella delle altre 6 allo switch per il sensore ad "alta tensione".

Lo svantaggio è che il consumo è concentrato sulle prime tre celle, mentre un buck mi consentirebbe di distribuirlo su tutte e nove. Altra soluzione potrebbe essere usare una matrice di MOS per "ruotare" i gruppi di tre celle, ma mi sembra un po' troppo complicato e costoso.

Per vostra curiosità, ecco il prototipo:

I due stampati tondi sono identici, cambano solo un paio di ponticelli. Il negativo delle pile viene portato dalle barre filettate che, isolate con un termorestringente, fungono anche da supporto all'elettronica. Le pile saranno tenute in posizione non da elastici, ma da un pezzo di tubo di plastica di diametro lievemente inferiore alle pile con un taglio di lato.

Per Marco Trapanese: le librerie MMC+FAT del CodeVision hanno funzionato alla prima. Mentre aspettavo gli stampati mi ero letto bene la documentazione, ma forse non ce n'era bisogno. A parte scrivere la timerproc() e le (opzionali) funzioni per il real-time clock, si usano esattamente come quelle su qualunque computer e sistema operativo.

Non solo in quel caso. Il coso potrebbe essere spedito ad un trivellatore a Canicattì con un magnete tenuto da un adesivo da togliere prima dell'uso. L'AVR viene svegliato dal watchdog ogni due secondi e controlla che il reed sia ancora chiuso. In questa situazione, visto il consumo dell'AVR, pensavo di lasciare il buck spento.

Perché? Con un clock a 4,91 Mhz non posso permettermene manco 8 senza dover usare cap e coil "enormi".

Bipolare, quindi?

Come?

Tsk.

F. Bertolazzi:

Forse sarebbe meglio mettere le celle in parallelo a tre a tre per alimentare direttamente gli LDO e un elevatore di tensione (semmai senza bobine) per cavar fuori i 5 mA a 9-24V per il pressurimetro.

Un BD136 è un oggetto enorme. Ci sono dei MOS in SOT23 o simili da vari ampere.

Uh?! Se colleghi l'ingresso di un integratore a 0 V è un po' difficile fare una rampa! Per fare una seconda rampa, l'ingresso dell'integratore deve essere collegato a una tensione non nulla, la tensione di riferimento.

Massimo Ortolano:

Non se è un integratore come quello di fig. 4 di

con una resistenza (in quel caso) da 10k prima dello switch di reset (e nessuna tra questo e l'input).

Contavo di usare un array di 4 resistenze per minimizzare la deriva termica, ma ho poi visto che le variazioni dello stesso segno non si compensano, in questo circuito. D'altronde, visto che lo spazio sul CS, in pochi esemplari, è superiore a quello degli array resistivi più costosi e stabili sul mercato, e che gli A/D S-D a più canali hanno generalmente un gran numero di pin, poteva valerne la pena.

Come dicevo lo switch di reset sarebbe stato un encoder analogico con gli input collegati ai preamplificatori, a una vref derivata da quella per i comparatori e a massa.

La scelta del comparatore

sarebbe stata corretta?

Visto che ho fatto indigestione di datasheet di D/A, non è che avresti da suggerirne uno tipo il MAX11208 ma con 4 ingressi? Attualmente sarei orientato verso l'ADS1216, da cui il clock di 4,91 MHz del controller.

Non ho ricevuto niente....

Ciao CG

Continuo a non capire: tu hai detto che volevate misurare il tempo che impiega l'uscita dell'integratore, al cui ingresso è applicata la tensione incognita, a raggiungere una certa soglia. Dove entrerebbe la seconda rampa in tutto ciò?

Sì, mi sembra un buon comparatore.

Purtroppo no, non ho un suggerimento.

Massimo Ortolano:

All'ingresso dell'integratore c'è un multiplexer analogico che permette di selezionare le uscite dei preamplificatori, la Vref per l'autocalibrazione o la massa per la rampa di discesa. Chiaramente occorrono due comparatori, con le soglie fissate, tramite un partitore a tre resistenze, tra Vref e massa.

Comunque, come dicevo, ho recepito cosa hai scritto e ho ripreso la ricerca di un A/D "surdimensionato". Non sono certo 15 euro in più che spostano i costi, visti i sensori che vanno dai 250 ai 400 euri cadauno. Arrivare a

2.000 euro totali sarebbe già un ottimo risultato.

Il 27/07/2010 14.55, F. Bertolazzi ha scritto:

te di

domanda ingenua: quando spegni l' eccitazione, l' emissione del tracciante cessa istantaneamente o decade in un tempo noto ?

--=20 saluti lowcost

lowcost:

Ah, saperlo. Non solo mi sono dimenticato la fluorescina da dacodac la settimana scorsa, ora sta arrivando a Genova e se l'è dimenticata di nuovo.

Comunque, vista l'esiguità della fluorescenza durante l'illuminazione (parliamo di un grammo di roba in cento metri cubi), dubito che quella "di decadimento" sia percettibile.

Il 27/07/2010 18.31, F. Bertolazzi ha scritto:

"di

avrebbe un enorme rapporto S/N, visto che l' eccitazione e' spenta ed il fotodiodo e' stato azzerato poco prima.

--=20 saluti lowcost

lowcost:

Bella idea, ma credo che il S/N verrebbe comunque "mangiato" da quello del diodo e dell'amplificatore, senza contare che c'è anche l'illuminazione col led rosso per misurare lo scattering senza fluorescenza.

Fa' conto che la retroazione dell'op-amp (AD8554) è fatta con una 10M ed un

10 pF, senza alcuna resistenza in ingresso, il fotodiodo è attaccato direttamente all'ingresso invertente. A questo, nello schema originale, segue un altro op-amp con guadagno 11 (che credo serva soprattutto per "pilotare" un passa-basso composto da una 51k e due condensatori, uno da 1uF e uno da 100nF) e poi un A/D a 24 bit con Vref=2,5V e PGA settabile fino a 128...

F. Bertolazzi:

Anzi, fantastica, dato che mi permetterebbe di usare un solo fotodiodo e ambaradan connessi (e di usare gli A/D monocanale avanzati dagli alberi in carbonio), ma soprattutto nessun filtro da 46 euri cad. (moltiplicato tre filtri) e la necessità di rendere stagno il tutto, quando il fotodiodo potrebbe stare a contatto con l'acqua ed essere usato come tappo.

Ora provo a cercare un po' di letteratura scientifica sui vari traccianti. Anzi, meglio, lo faccio fare a Dacodac. ;-)

F. Bertolazzi:

No, non solo Dacodac è all'Acquario, ma mi ha ricordato che nell'acqua, soprattutto a valle di un bosco, ci sono anche un sacco di composti organici fluorescenti.