Le virgolette sono d'obbligo, visto che la precisione richiesta è di 0,1 V.
In pratica vorrei fare un alimentatore che, partendo da 10-12V (9 batterie NI-Mh), possa essere programmato per buttar fuori 50-100 mA ad una tensione comresa tra 9 e 0V per alimentare un carico resistivo, tipo il potenziometro inclinometrico di cui chiedevo l'altro giorno.
Ci sono varie alternative, ad esempio un LDO tipo 1117 (ma assai più piccolo) con un potenziometro digitale a 8 bit tra massa ed adj, oppure un operazionale con uscita "robusta" con un guadagno di 4 pilotato da un D/A a
8 bit 3,3V, oppure, chissà, un solo transistor retroazionato digitalmente tramite lo A/D a 10 bit dell'AVR (alimentato a 3,3V).
Le caratteristiche desiderate, in ordine di priorità, sono: Basso rumore. Basso consumo. Ripetibilità dell'uscita. Ridotto numero di componenti (tenendo conto che ci sono operazionali, D/A e potenziometri doppi o quadrupli). Stabilità dell'uscita (il consumo è costante). Basso costo (ultimo, tanto probabilmente ne farò due o tre).
A me personalmente piace la configurazione DAC + OPAMP.. se poi l'uscita la partizioni e rileggi con un ADC a bordo del micro avresti anche un feedback col quale poter affinare il valore che mandi al DAC.
--
Davide C.
questo articolo e` stato inviato via web dal servizio gratuito
http://www.newsland.it/news segnala gli abusi ad abuse@newsland.it
Butto là la mia idea: mosfet canale P come elemento serie, e un mosfet n verso massa. Quest'ultimo polarizzato dalla tensione di ingresso, e collegato verso massa da un bjt, sulla cui base metti un potenziometro digitale: il wiper sulla base, un polo a massa e l'altro sull'uscita. Se a valle del mosfet P metti una bobina e un diodo di ricircolo diventa un buck a tutti gli effetti regolato a microprocessore. La bassa corrente ti permetterebbe di usare un'induttanza di valore elevato e avere un uscita piuttosto pulita.
Ciò che descrivi è al dilà delle mie capacità. Però, in effetti, con un buck avrei un consumo enormemente più basso. Quasi quasi ci metto un "simple switcher" della National con, al posto del partitore resistivo di feedback/adjustment), un pot digitale.
Anzi, no, vedo che sono tutti limitati dalla loro alimentazione, che dovrebbe essere a 3,3V. E poi, dovendone fare quattro (grossa dimenticanza del mio post originale) su di una microschedina, non avrei il posto per 4 bobine e 4 diodi Schottky.
Per "basso consumo" intendo un paio di mA. Ma, pensandoci meglio, un buck ha un consumo "negativo", rispetto ad un lineare. Però il rumore...
La ripetibilità, in effetti, usando un sensore raziometrico come un potenziometro coi capi all'alimentazione (che è il riferimento dell'A/D) non è poi un requisito stringente.
Il "ridotto numero di componenti", dài, è uguale al "basso costo", diciamo circa 10, euri-di-farnell o pezzi.
Mumble, sì, ok, nozione acquisita e "giustificata". Grazie.
Il rumore lo si caratterizza per mezzo della densità spettrale del valor medio quadratico (detta anche, impropriamente ma più brevemente densità spettrale di potenza o spettro di potenza) che è una funzione della frequenza. Integrando tale grandezza su una certa banda di frequenze si ottiene il valore quadratico medio (il quadrato del valore efficace, insomma) della tensione di rumore in quella banda di frequenze.
Per esempio, prendiamo l'LM1117 a cui fai riferimento tu. Il costruttore specifica che la tensione efficace di rumore nella banda da 10 Hz a 10 kHz è lo 0,003% della tensione di uscita: se prendiamo quello a 5 V, la tensione efficace di rumore è 3e-5*5 V = 150 µV. Supponendo che il rumore sia bianco (densità spettrale costante), dividendo per la radice quadrata della banda, si ottiene una radice della densità spettrale del valor medio quadratico di 150 µV/sqrt(10000 Hz) = 1,5 µV/Hz^(1/2). In pratica, questo è un valore leggermente sovrastimato perché intorno a 10 Hz c'è probabilmente già del flicker. La densità ottenuta è tipica dei regolatori integrati. Però, proprio proprio chiamarlo basso rumore... hmm.
Un po' di tempo fa ho avuto bisogno di progettare un alimentatore a 20 V con rumore minore di 100 nV/sqrt(Hz). Alla fine ho ottenuto 40 nV/sqrt(Hz)... quello per me è basso rumore :-)
In questo senso chiedevo di specificare meglio cosa intendessi per basso rumore.
Il rumore è in alta frequenza, a te non interessa. Se il filtro LC fa il suo dovere, e la retroazione pure, l'uscita è bella pulita. Considera che un buck fatto come ti ho detto avrà frequenza di switching tanto più alta quanto più leggero è il carico
E usare un PWM del micro seguito da un regolatore lineare pilotato dal PWM stesso in modo da ottenere in uscita dal primo una tensione poco superiore a quella desiderata in modo da far funzionare il secondo in regione di sicurezza?
Che genere di funzione? Monotona, costante o una roba più o meno imprevedibile?
Ok.
L'utilità di questo passo mi sfugge.
Boh, mica siamo di quell'oscuro istituto di metrologia, come si chiama, NIST?
Ancora non lo so mica. Ti ricordi la faccenda del fluorimetro?
Il Piccio ha avuto un'idea picciosa. Visto che non abbiamo bisogno di particolari velocità di campionamento (1s va benissimo), mi suggeriva di fare 3 preamplificatori per fotodiodi e mandarne l'uscita, tramite un multiplexer analogico cmos, ad un integratore, che funzionerebbe così sia da filtro per il rumore del fotodiodo che da amplificatore. Una quarta entrata sarebbe collegata ad un riferimento di tensione "buono" per l'autocalibrazione. Misurando il tempo che occorre al condensatore per caricarsi fino ad una certa tensione dovremmo poter arrivare ai 20 bit di risoluzione che vogliamo ottenere.
Ci stavo pensando in questi giorni. Avrei il timer2 dell'ATmega328 libero ed un canale dell'A/D. Con un clock di 4,91 MHz, per avere 16 livelli (l'assorbimento, in funzione dei sensori che accendo, varia tra i 10 e i 50 mA) potrei lavorare ad una frequenza di 300 kHz, tipica degli switcher. Solo che poi non ho la più vaga idea di che bobina e condensatori usare, né come pilotare il MOS.
Dipende. Prendiamo per esempio un riferimento di tensione come l'LT1021 (, solo perché l'ho usato recentemente). Se vai a pagina 5 c'è il grafico del "Output Voltage Noise Spectrum" che corrisponde alla radice quadrata della densità spettrale del rumore. Si possono notare due zone: sopra qualche decina di hertz lo spettro è costante, il rumore prevalente è quindi bianco; sotto qualche decina di hertz, il rumore prevalente è probabilmente di tipo flicker, con una densità spettrale proporzionale a
1/f. E' un comportamento comune a praticamente tutti i dispositivi elettronici (se guardi il grafico di un opamp trovi un comportamento simile).
Sempre nel datasheet di prima, la curva mostrata nella figura "Output Voltage Noise" è la radice quadrata dell'integrale del quadrato della curva precedente.
La rumorosità di due dispositivi la valuti confrontando le loro densità spettrali nella banda che interessa a te. Conviene quindi abbandonare i valori efficaci in favore delle densità spettrali.
Mi sembra una cazzata, per dirla senza troppi giri di parole. Quello che state cercando di fare è un voltmetro a integrazione con un metodo - quello dell'integrazione semplice - abbandonato decenni fa in favore di metodi migliori. Usate un convertitore A/D a integrazione, piuttosto.
Il metodo a cui state pensando ha due grossi difetti quando i tempi di integrazione diventano relativamente lunghi (frazioni di secondo):
- Non linearità della risposta dell'integratore a causa delle non idealità del condensatore e dell'operazionale (amplificazione ad anello aperto finita, soprattutto): questo fenomeno potrebbe porre un limite molto forte alla non linearità integrale del convertitore.
- Incertezza sullo scatto del comparatore che determina la fine della misura: se avete bisogno di tempi di integrazione lunghi, la pendenza della rampa dovrà essere bassa, generando così un'elevata incertezza sull'istante di scatto del comparatore dovuta al rumore di quest'ultimo: questo fenomeno potrebbe far sì che la risoluzione effettiva del convertitore sia molto peggiore di quello sperato.
Poi, di entrate per la calibrazione ne avete bisogno di due: una per lo zero, l'altra per il fondo scala.
Mah, in questo caso non dovresti avere grossi problemi.
Vuol dire che se filtro l'uscita di un LD1021-5 con un passabasso che taglia esattamente a 1k (un filtro manco ideale, ultraterreno) avrò circa 3 uV di rumore (RMS), mentre con un filtro che taglia a 10k avrò circa 7 uV distribuiti su tutta la banda da 10 Hz a 10 kHz,i con le proporzioni del grafico precedente?
Se è vero ciò che ho scritto sopra mi è chiaro, altrimenti brancolo.
E' colpa sua!
Che roba è?
Se è qualcosa di ripetibile non è un gran problema, tanto tutte le curve di risposta dei fotodiodi vanno tarate con almeno 5 soluzioni di riferimento.
Questo era il maggior dubbio del Piccio, che però, scagliata questa pietra, si è messo a fare il morto.
ElectronDepot website is not affiliated with any of the manufacturers or service providers discussed here.
All logos and trade names are the property of their respective owners.