suche p-Kanal-Variante des IRF730 oder IRF830

"Markus" schrieb im Newsbeitrag news:4476d3b5$0$4493$ snipped-for-privacy@newsread2.arcor-online.net...

Ja, aber deine 40kHz aus einem vorigen Beitrag sind nicht lansgam.

Warum schaust du nicht einfach auf die WebSite von International Rectifier ? Da kamm man wunderbar in der product line card suchen und findet 400V P-Kanal IRF9310. Hat Conrad natuerlich nicht. MTP2P50 wenigstens Farnell. 2SJ117 gaebe es noch. Scheint nicht so einfach zu sein, hochspannungsfeste PMOSFETs zu bauen. Und andere Leute kommen offenbar ohne so was aus. Bleibt die Frage, warum macht man das nicht so ?

Erstens sind die Umschaltvorgaenge langsam, bei R1=1k, R2=27k (4 Watt !) und Cg=1nF sind das 50us, in denen 80 Watt Verlust anfallen. Zweitens ist der Rdson der PMOSFETS hoch, also auch der Verlust bei eingeschaltetem Transistor.

Es hat schon seinn Grund, warum ich dir im vorherigen Beitrag den IR2104 genannt habe. Dann hast du keine Probleme mit der Spannung, nimmst billige NMOSFETs, und schaltest schnell, inklusive das er verhindert, das beide MOSFETs einer Bruecke gleichzeitig eingeschaltet sind. Immer dran denken: Die anderen waren schon da, wo du hin willst. Es war eine Sackgasse.

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"MaWin"

genannt

Ja das denke ich auch mittlerweile fast.

Ich habe mir aber noch eine andere Alternative überlegt, die ohne den Treiber-IC funktionieren könnte, aber dazu müsste ich auch nochmal ne Frage stellen.

Und zwar gibt es ja sogenannte DC-DC Booster.

Für alle die die nicht kenn hier ein grober Schaltplan:

VCC ~ z.B.12V + | | C| C| L~10nH C| | o------>|-------. ||-Steuers. ### +-|| --- C~1uF | | o---------------´ === GND

Man müsste doch dann auch auf diese Weise einen richtigen Schwingkreis erzeugen können, der so um die 230V~ hinbekommt.

Jetzt könnte man das natürlich so machen:

VCC + | o------o-------. | | | C| --- o C| --- U_high~ C| | o | | | o------o-------´ | +-||- Steuersignal ->|| +-|| | | | === GND

Aber dabei geht mindestens 50% Leistung verlohren.

Geht das mit einem Serienschwingkreis nicht sparsamer?

VCC + | | C| C| C| | o-----o --- | --- | Uhigh ? | v o-----o | +-||- Steuersignal ->|| +-|| | | | === GND

Aber ich schnall nicht, wo man da abgreifen könnte bzw. ob das so überhaupt richtig ist und funktioniert. Das Verständnisproblem hatte ich bei der Teslaspule auch schonmal.

Und dann frage ich mich noch wie das Steuersignal am besten aussieht. Wenn man beispielsweise eine Resonanzfrequenz von 10us hat wie lange ist dann der sinnvolle Rechteckpuls bei Parallel- und Serienschwingkreisen. Bei dem Parallelkreis ist das ja noch halbwegs klar. Je nachdem, wie lange die Spule nicht gesättigt ist, macht es Sinn durchzuschalten. also 25% der gesamtzeit von einem Phasengang.

Funktioniert die serielle Variante so? Falls ja, ist die Verlustärmer?

MfG,

Markus

"Markus" schrieb im Newsbeitrag news:4476f981$0$4493$ snipped-for-privacy@newsread2.arcor-online.net...

Vergiss es, die geringe Energie in den 10uH Spule verpufft schon in den Streukapazitaten (Spulenwicklung, MOSFET), so das der 'Zuendfunke' beim Abschalten des Spulenstroms gar keine 500V erreicht. 40-fache Spannungssteigerung man man besser mit Trafo.

Klasse E Verstaerker, zur Hf-Erzeugung (Sendesignal), Wirkungsgrad bis 100%, Spannungsueberhoehung (12V->230~) durch Guete des Schwingkreises bestimmt. Steuerimpulslaenge ist eher kurz, muss Verluste ausgleichen und wie bei einer Schaukel im richtigen Moment anstossen, allerdings fuehrt jedes Anstossen zu Verzerrungen der Kurvenform (was bei purer Spannungserzeugung egal ist, das Abgreifen per Diode wie bei jeder Gleichrichtung einer Wechselspannung versaut die Kurvenform eh, bei Hf-Sendern waers halt fatal).

Beide Schaltungen taugen so nicht, Parallelschwingkreis erzeugt auch negative Spannungen die durch die parasitaere Diode im MOSFET leider gekappt werden, Serienschwingkreis schwingt so nicht.

So weit ich mich erinnere muss der Schwingkreis auf einer etwas hioehere Frequenz abgestimmt sein, als er betrieben wird, und das Steuersignal 'beschleunigt' dann den Schwingkreis.

Du darfst mal dezent ueberlegen, welche Stroeme in Spule und Kondensator fliessen, wie niedrig die Verluste sein muessen um eine ausreichende Guete fuer ausreichende Spannungsueberhoehung zu bekommen, und wo man dann diese Bauteile fuer welches Geld kaufen kann.... (left as an exercise to the reader).

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"MaWin"

Das ist Mist :( Aber sofern man die Resonanzfrequenz trifft, müsste ja alles in den Kondensator reingehen oder nicht? Dafür müsste die Spule unten doch eine höhere Spannung als VCC erzeugen, damit von oben am FET eine negative Spannung entsteht und der Strom durch den FET geht oder? Gäbe das hier überhaupt Spannungsüberhöhung? Hmm... Komplexer Spannungsteiler. Muss ich mal nachrechnen, sobald ich Zeit habe. Macht das Rechteck die Betrachtung als komplexen Spannungsteiler kaputt oder geht das näherungsweise?

Wenn man eine passende Diode reinmacht (s.u.), dürfte aber eigentlich nichts mehr im MOSFET überfließen.

VCC + | .-. | | Rstrombegrenzung |_| | L = 1mH | C ~ 1uF o------o-------. f0 ~ 5kHz | - | | C| --- o C| L --- C VCC/wurzel(2) ~ C| | o | + | | o------o-------´ | V - | +-||- Steuersignal ->|| +-|| | === GND

Das kann gut sein. Man muss die Amplitude ja auch irgendwie "anschieben" sonst ist man ja im negativen Bereich. Das kann man dann ja per Poti am Oszi noch optimieren.

Alternative Überlegung s.o.

Hmm... Wobei bei 325V ist die Spule glaub ich viel zu früh gesättigt. Mist.

100 us lang 325V an 1mH. Hmmm... Ich glaub ich mach jetzt erstmal Pause um wieder nen klaren Kopf zu kriegen ;)

MfG,

Markus

"Markus"

Mal so spontan gefragt. Ist der folgende Ansatz korrekt?

Wc = 1/2 * C * U^2 Wl = 1/2 * L * I^2

1/2 * 1uF * 325^2 = 1/2 * 1mH * I^2 1uF * 325^2 = 1mH * I^2 =>

I = sqrt((1uF * 325^2)/1mH) = 10.27740239 Ampere

Da Kondensator unverzüglich aufgeladen ist, muss der durch die Spule erst entladen werden, also muss noch irgendwas anders gerechnet werden.

Wc = 1 * C * U^2 Wl = 1/2 * L * I^2

1uF * 325^2 = 1/2 * 1mH * I^2 =>

I = sqrt((1uF * 325^2)/((1/2)*1mH)) = 14.53444185 Ampere

MfG,

Markus

Hi Markus,

warum nur willst du blo=DF solche Aktionen starten? Der Tip mit dem IR2104 war doch optimal! Oder hast du irgendwelche Abneigungen gegen dieses Teil?

r=E4tselt G=FCnter

"Markus" schrieb im Newsbeitrag news:44770ed1$0$4503$ snipped-for-privacy@newsread2.arcor-online.net...

?!? Wieso nun 1 ? (Ja, ich weiss, das willst du mit dem Satz darueber erklaeren).

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"MaWin"

Der Kondensator ist doch entgegengesetzt zu der Spule geladen. Also muss die Spule mit Ihrer Energie den Kondensator einmal entladen und dann wieder aufladen.

Mist. Dann ist man bei einer größeren Spule ja wieder bei so mikrigen Frequenzen nahe des Netzbrumm. 10A ist jedenfalls zu viel. Ich glaube ich werde doch auf den Chip zurückgreifen den du genannt hast. Gibt es da nicht irgendeine Abart dieses Chips, den es auch bei Reichelt gibt?

Naja im Notfall mach ich halt doch ne Bestellung bei Reichelt und bestell noch ein paar Platinen mit. Die waren von Conrad eh besser.

MfG,

Markus

"Markus" schrieb im Newsbeitrag news:447733d3$0$11065$ snipped-for-privacy@newsread4.arcor-online.net...

Reichelt hat jede Mange IR21*, such dir einen fuer dich passenden aus, die meisten sind aehnlich.

-- Manfred Winterhoff, reply-to invalid, use mawin at gmx dot net homepage:

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MaWin schrieb:

Wobei die Schlaubären die immer noch unter Transistoren eingeordnet haben.

Gruß Dieter

"MaWin"

Hallo Mawin,

Danke erstmal für deine "Überzeugungsarbeit" ;-)

genannt

Folgende scheinbar geeignete Typen gibt es alle bei Reichelt. Das ist schonmal schön.

IR 2184 1700mA IR 2153 ~200mA IR 2155 ~200mA IR 2183 1700mA IR 2112 ~200mA

Lohnt es sich das doppelte auszugeben für einen Treiber, der

1700 mA Output Source Current hat statt um die 200mA ?

Auf der Seite

ist ein Beispielschaltplan zu sehen. Wie hat man die Sachen eigentlich zu dimensionieren.

Die Diode vermute ich, muss nur die 600V zurückhalten. Der Kondensator links vmtl. Versorgungsspannungsglättung. Der Kondensator ganz rechts Spannungsglättung der 600V.

Was der Kondensator zwischen Vb und Vs soll versteh ich nicht ganz. Daher noch eine letzte Frage zu diesem Thema: Wie muss man a) den Kondensator in der Mitte zwischen Vb und Vs und b) die Gatewiderstände der MOSFETs dimensionieren?

MfG,

Markus

Hi,

Suche mal nach dem Wort "Bootstrap"

Michael

"Markus" schrieb im Newsbeitrag news:4477f663$0$4514$ snipped-for-privacy@newsread2.arcor-online.net...

Der 1.7A Treiber ist viel kritischer im Auf der Seite

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Nö, bei 1,7A wirst Du mit Gatewiderständen arbeiten müssen und es wird evtl trotzdem schwingen. Hab gerade einen 2,5A-Treiber auf dem Tisch, allerdings auch nur bei 14V. Hässliches Tier.

Nur? Das muss sie so oft in der Sekunde wie Deine Brücke schaltet, und jedesmal die volle Spannung, ohne dass während der Rückerholzeit Dein Bootstrap-Kondensator entladen wird. Diese Schaltung hat folgenden Zweck: während der untere MOS leitet, wird über die Diode der Bootstrap-Kondensator aus der IC-Versorgung aufgeladen, so dass im nächsten Moment, wenn der obere MOS leiten soll, eine um ca. Vcc höhere Spannung gegenüber dem Ausgang, der in dem Moment ja auf der vollen Betriebsspannung (zB. 320V) liegt, zur Verfügung steht, mit der der MOSFET durchgesteuert wird. Sonst würdest Du den oberen MOS als Sourcefolger betreiben und demzufolge rösten. Als Diode kommt also nur eine Fast Recovery-Type in Frage, zB 1N4937, MUR160, UF4007.

Ich guck mir den Plan jetzt nicht an. Auf jeder Versorgung (12..15V fürs IC, Was der Kondensator zwischen Vb und Vs soll versteh ich nicht

Ach, das wird dann wohl der erklärte Bootstrap-C sein. Die Gatewiderstände sind so eine Sache. Zu gross und die Brücke wird zu langsam, heisst: mehr Verluste und die Gefahr von Querströmen (shoot-thorugh), zu klein und es gibt u.U. Oszillationen. Es gibt (IMHO auch von IRF) App Notes, in denen die Dimensionierung anhand von Schaltzeiten und Gateladung vorgekaspert wird, aber letztendlich muss man trotzdem überprüfen ob es passt, also fang mit 10 Ohm oder so an, leg einen Schutzwiderstand in Reihe zur Brücke und fang mit niedriger Spannung an und prüfe, ob die Totzeit reicht. Ein Zweikanaloszi wäre dabei mehr als hilfreich.

Hmm..

Mag sein dass es an meiner Erkältung liegt, aber ich hab grad irgendwie nen Brett vorm Kopf.

Wenn man mit einer Vollbrücke aus zwei Halbbrücken einen Kondensator mit 1uF umpolt. zählt die in dem Kondensator gespeicherte Energie dann als Verlustleistung, die man in den Transistoren berücksichtigen muss? Hab grad echt nen Brett vorm Kopf sorry.

Ich hatte folgendes grob überschlagen:

W=0,5 * C * U^2 = 0,5 * 1uF * (325V)^2 = 0,0528125 J.

Polt man den Kondensator jetzt 500k mal in der Sekunde komplett um ergibt das 500k * 0,052J * 2 = 52,8 kJ

Ein Joule ist als Watt pro Sekunde definiert. Da ist jetzt mein Brett.

52,8kJ / 325V = 162,5 Ampere ?? Wo liegt mein Denkfehler.

MfG,

Markus

....

Komplett umpolen versteh ich jetzt von -325V auf +325V. Um 1uF in 1s so umzupolen braucht man 0.65mA. Für

500k mal also 325A. Der Fehler liegt IMHO im Faktor 2.

--
mfg Rolf Bombach

"Rolf_Bombach"

Hm.. Dann war das jetzt grundsätzlich gar nicht falsch? Den Faktor 2 deshalb, weil pro Phasengang wird ja einmal positiv aufgeladen dann entladen, dann negativ aufgeladen und dann entladen. Ups. dann ist das ja sogar Faktor 4.

Dann müssten das bei 50Hz Steckdose schon um die

12 Watt sein. Hmm.. dann wäre man bei 1Khz ja schon bei 211 Watt. Irgendwas ist an meiner Planung murks.. naja... ;-) und 500kHz wären 1/10 Megawatt löl ;)

Jetzt wo du es sagst, tatsächlich.

Man sollte es lieber so sagen: An der Steckdose würde ein Strom von 72 mA fliessen. Damit erfolgt kein Leistungsbezug und der Kondensator wird auch nicht mit 16 W erwärmt.

Wenn deine Schaltung die Blindleistung nicht aufbringen kann, etwa mit einem Schwingkreis, und der Strom tatsächlich durch Halbleiter "hart" geschaltet werden müsste.... Bei deiner Schaltung halt immer nur ganz kurz im Minimum einschalten ;-). Simulierst du diese Schaltungen eigentlich mit pspice oder dergleichen? Könnte ich nur empfehlen.

--
mfg Rolf Bombach

"Rolf_Bombach"

Sollte mir das Programm wirklich mal intensiver angucken. Nur bei meinem EKG, an dem ich ab und zu bastel, ist es schwierig Störeinflüsse in PSpice richtig zu simulieren. Oder kennst du Tricks wie man das hinkriegt?