ich bastel ja noch an meiner Schaltung um FM via Ultraschall auszuprobieren. Da ich einen Rechteckoszillator habe aber ein Sinussignal brauche habe ich mir einen Filter gebaut. Er besteht aus einem emitter follower an dessen Emitter ein Widerstand (1k zur Strombegrenzung) und danach einem Paralellschwingkreis aus 147nF und 100uH sowie 500Ohm besteht.
Also etwa so:
|/ +12V
--| |\ _|_ | | | | |-| 1k |
+---+---+ | | | L R C | |500|
+---+---+ | GND
Die Eingangsamplitude beträgt ca. 11V. Wären die Bauteile im Schwingkreis Ideal müsste ich nur einen Spannungsteiler von dem 1k und 500Ohm Widerstand berechnen. (Also ca. 3Vss) Leider stimmt das überhaupt nicht mit den gemessen Werten (1Vss) überein. In der Simulation habe ich dann auch erkannt das der Serienwiderstand der Spule extrem in die Amplitude eingeht.
Wie macht man es also in der Praxis? Die Spule ist aus einem alten Modem ausgelötet und ich kenne die Werte nicht. Kennt man sie in der Praxis und sind sie stabil oder misst man auch nach?
Oder hat jemand noch ne andere Idee wie man das Problem lösen kann? (Keinen aktiven Filter bitte da ich den noch nicht berechnen kann und die Schaltung disrekt aufbauen möchte)
Danke Martin L.
PS: Ich habe noch nicht genau nachgerechnet. Aber kann es sein das die Güte eines Paralellschwingkreises höher als die eines Serienschwingkreises ist? (bzw. umgedreht wenn man die Bauteile entsprechend anders dimensioniert)
dem Schwingkreis wird nicht nur vom 500Ohm sondern auch vom 1K belastet. Und weiterhin noch vom Widerstand der Spule und noch von eienm Widerstand, der aus dem Verhältnis L und C stammt. Dieses Verhältnis ist ungüsig. C erscheint mir zu groß und L zu klein (ich nehme 40kHz als Resonanzfrequenz an). Ich würde eine neue Spule auf einen Ferritkern wickeln und eine Anzapfung bei etwa 20 bis30% anlegen. Bei der Anzapfung würde ich den Emitter anschließen und zwar über einen 100Ohm, dem ein mindestens 100nF parallel liegt.
In der industriellen Entwicklung fragt man nach der *Güte* einer Induktivität (Spule) bei einer bestimmten Frequenz.
Die Güte ist der Quotient aus "echtem" Blindwiderstand und unerwünschtem realem (Serien-) Widerstand.
Diese Güte ist naturgemäß frequenzabhängig, aber nicht nur wegem dem i omega L des Blindwiderstandes. Ein Gutteil des Realteils kommt speziell bei höheren Frequenzen durch Verluste im Magnetfeld und nicht durch den Drahtwiderstand zustande. Oberhalb bestimmter Frequenzen kann die Induktivität sogar völlig zusammenbrechen und im Extremfall kapazitiv werden, das wo und wie ist aber völlig vom jeweiligen Bauteil abhängig und dem Datenblatt zu entnehmen.
Messen kann man die Werte auch, mit der LCR Brücke bei niedrigen Frequenzen, mit dem Netzwerkanalysator bei höheren. Die LCR Brücke zeigt die Güte direkt an, der Netzwerkanalysator Real- und Imaginärteil im Smithchart. Er hat aber den Nachteil, dass er bei sehr hohen Impedanzen nicht wirklich gut messen kann, so z.B. Serien- und Parallelresonanz eines Quarzes im selben Diagramm.
Es gibt auch sehr noble Analysatoren, die U/I bei gesweepten Frequenzen bis in den GHz Bereich messen, damit auch die hohen Impedanzen gut beherrschen, dafür aber nichts anderes können (z.B. kein s21 wie beim Netzwerkanalysator) und auch entsprechend richtig viel Geld kosten. Wenn man aber von der Spulenherstellung lebt, macht das wieder Sinn, weil man damit die eigenen Produkte noch einen Tick besser machen kann ...
Aus der Güte berechnet man dann das Serien-R für die Simulation, so das Modell die Zahl nicht direkt akzeptiert.
Dein R macht Dir eh' die Güte kaputt, ich täte es mal mit Serienkreisen (C_nach_Masse - LC - C_nach_Masse) als Bandpass probieren, denn das (den Bandpass) ist es ja, was Du möchtest.
So, und mehr gibbet es jetzt nicht von mir in diesem Jahr und ich wünsche allen hier ein gutes und erfolgreiches 2004!
"Martin Laabs" schrieb im Newsbeitrag news:bsv57i$1op3b$ snipped-for-privacy@uni-berlin.de...
das bedämpft den schwingkreis trotzdem, weil ihm eine falsche Wellenform zugeführt wird.
Parallelkreise sind sehr hochohmige Kreise und werden auch hochohmig belastet. In der Praxis fängt das bei 10kOhm an. Man kann den Resonanzwiderstand des Kreises absolut nur bei f0 und bei verhältnismäßig hoher Güte als Widerstand auffassen. Man bedämpft Schwingkreise in der Regel nicht, um die Spannung zu begrenzen sondern um die Bandbreite zu vergrößern. In deiner Anwendung ist aber keine zu große Güte zu erwarten. Bei dieser Ohmschen Belastung arbeitet der Schwingkreis nicht und kann auch nicht hochohmig werden.
Resonanzfrequenz
Ein günstiges Vehältnis würde ich bei eienem C zwischen 3nF bis 10nF erwarten. Einfache Formeln gibt es für die recht geringe Güte nicht.
Die Ausgangsleistung würde sonst im Reihenwiderstand verloren gehen. Bei der Anzapfung ist der Resonanzwiderstand des Kreises heruntertransformiert. Er transformiert sich quadratisch zum Übersetungsverhältnis. Hier kann also niederohmig belastet bzw eingespeist werden.
ein passend dimensionierter RC-Tiefpass (Impedanzen berücksichtigen) vor dem Emitterfolger kann das Signal evtl. auch schon geeignet vorfiltern. Manchmal gibt es in einer Schaltung schon einen geeigneten Widerstand so dass der Mehraufwand dann lediglich aus einem C besteht.
Ein gutes neues Jahr wünscht allen DSEs
Bernd Mayer
--
MR. MCBRIDE: Yes, Your Honor. ... I want to walk the Court through
enough of our complaint to help the Court understand that IBM clearly
did contribute a lot of the Unix-related information into Linux.
We just don't know what it is.
Ah, ja. Jetzt wird mir klar was du meinst. Es wäre aber theoretisch auch denkbar mit einem 10k Serienwiderstand zu arbeiten, oder?
Warum nur bei f0? Ich kann doch sehr gut berechnen wie groß die Amplitude/Phasenverschiebung bei f0+2 kHz wird.
Ja, genau das war auch mein Ziel. Das ich dadruch auch die Amplitude veringere stört micht ja wenig. Nur die Unberechenbarkeit hat micht geärgert. Aber warscheinlich werde ich es mit einem LC Bandpass machen wie Oliver vorgeschlagen hat und mir dann mal ordentliche Ringkerne besorgen.
Arbeitet nicht? Ich wollte den Schwingkreis ja als eine Art Bandpass verwenden und da tut er es ganz ordentlich. Und er schwingt ja auch weil ich eine negative Welle habe obwohl ich nur positiv anrege.
Ich war bisher der Meinung das die Güte f0/(f(3db-)-f(3db+)) ist. Wobei f(3db-) die 3dB Grenze nach unten, f(3dB+) entsprechend nach oben ist. Damit sollte man doch eine Formel für alle L's und C's aufstellen können.
Moment. Ich denke du meinst es so:
|/ | +---+ |\ L | +--||---+ L _|_ | |--L ___ +-RRRR--+ L | | | +---+
Das macht für mich aber wenig Sinn weil der Widerstand durch den Kondensator eh überbrückt ist.
Ah, danke. Ich wollte schon immer mal die Definition davon wissen.
Bei Kondesatoren gibt man es als Winkel an, bei Spulen als Quotient. Hat das einen technischen Hintergrund?
So man die mini Diagramme überhaupt lesen kann ...
Also wird neben der Frequenz auch die Amplitude gemessen und dadruch der Serienwiderstand berechnet und daraus wiederum die Güte bestimmt. Wäre ja mal ein nettes Projekt mit einem kleinen Atmel zumahl das LCR Meter vom Funkamateur die Güte nicht bestimmen kann.
Naja. Mir ist ja eher der andere Weg wichtiger. (Aus Güte den Serienwiderstand und daraus die Amplitude)
Ich will ja auch 4kHz Bandbreite bei -1dB haben. Und da passen die 470Ohm schon ganz gut.
Stimmt. Aber wenn ich mir das so recht überlege sind das 4 Werte die berechnet werden wollen und ich kenne nur zwei, Bandbreite und Resonanzfrequenz. Dann wäre aber noch die Eingangs- und Ausgangsimpendanzen zu berücksichtigen. Aber die Ausgangsimpendanz ist mir ziemlich egal weil dahinter eh noch eine Pufferstufe kommt.
Was mich aber noch bedrückt ist der Serienschwingkreis der ja auch wieder relativ steile Flanken haben kann.
Ich werde es morgen mal versuchen zu berechnen.
Jetzt musste ich erst mal nachsehen ob du es noch 2003 oder
2004 geschrieben hast ... hab schon einen Schreck bekommen :-)
"Martin Laabs" schrieb im Newsbeitrag news:bsvqch$1smth$ snipped-for-privacy@uni-berlin.de...
Hallo Martin, miß doch mal die Güte deines Schwingkreises. Lies dazu den Anghang und messe auf diese Art und Weise. Setzt allerdings einen Oszi voraus. Wenn die um Faktoren besser ist als der Einfluß der 500 Ohm, dann kann man die Spule so lassen. Ansonsten höhere Induktivität probieren.
Du solltest auf keinen Fall einen keramischen Kondensator für die 147nF nehmen. Das sind meistens X7R Typen mit ganz großer Temperaturabhängigkeit. Das muß ein Folien-C sein.
Deine Bauteile haben Toleranzen. Wenn du da 10% daneben liegst, dann bricht die Amplitude schon um Faktoren ein, da du die gewünschte Mittenfrequenz um 10% verfehlst.
Deine Original-Schaltung ist ansonsten prinzipiell ok für deine Anwendung! Laß dir nichts anderes "aufschwatzen".
Gruß Helmut
Anhang: =======
Original Posting vom 8.3.2003 in de.sci.elektrotechnik Re: Messung der Spulengüte
"Heiko Weinbrenner" schrieb im Newsbeitrag news:3e69d796$1@news-fe-01...
Hallo Heiko, ich habe jetzt mal eigene Messungen mit der "Abkling"-Methode gemacht. Resonanzfrequenz je nach Spule 10 bis 100kHz, C = 10nF.
Die Kerne sind wie erwartet doch sehr unterschiedlich.
Messschaltung:
Generator(10Vpp, 100Hz, Rechteck)
100Hz 100kOhm ___ o-----|___|--------o-----o--------> zum Oszilloskop, Tastkopf x 1 | | Lx / --- C entsprechend Messfrequenz \ --- / | \ | | | ö------------------o-----o--------> zum Oszilloskop
Amplitudenverhältnis D_N nach N-Perioden ablesen und in Formel geben.
D_N = Amplitude zum Zeitpunkt U_(t0+N*Periode) / U_t0
Q = 0.5 * Wurzel( (-2*pi*N/ln(D_N))^2 + 1 )
Schick mir ein Bild vom Oszi und vom Messaufbau. Ich habe T-DSL, da spielt die Dateigröße keine Rolle.
Erzähl mal was du mit der Spule hoher Güte machen willst.
Kann natürlich sein. Erhöhe mal die Zahl der Windungen um Faktor 3 und nimm mal 100nF parallel ob dann Q wesentlich besser ist, da damit f0 um Faktor 10 sinkt.
Mein Erfahrungen mit der Methode: Gut für Q ab 10. Messgenauigkeit vielleicht 10% aber dafür keine besonderen Anforderungen an den Generator und das Oszi.
Genauer wäre es die 3dB Grenzfrequenzen(Bandbreite B) in obiger Schaltung zu bestimmen und daraus Q zu berechnen. Q = B/f0
Kann man so oder so machen, Tradition ;-) Ich würde es so sagen: Kondensatoren sind im Allgemeinen von der Güte her *viel* besser als Spulen, da lohnt es sich, wenig Verlust auszuweisen. I.a. (Ausnahme Leistungselektronik) interessiert die Güte von Kondensatoren nicht. Bei Spulen liegt die Sache anders, da freut man sich über jedes bisschen mehr an Güte ...
Siehe unten:
Die LCR Brücke mißt neben der "Amplitude" (Verhältnis Spannung zu Strom) vorallem die
*Phasenverschiebung* zwischen Spannung und Strom am zu testenden Element. Die Frequenz wird vorgegeben, bei gewöhnlichen LCR Messbrücken als feste Stützfrequenzen (100Hz, 1kHz,
10kHz usw.), das reicht, da im allgemeinen ja nur ein bei niedrigen Frequenzen *relativ* frequenzunabhängiger Induktivitäts- oder Kapazitätswert bestimmt werden soll. Für die Güte ist das natürlich nicht sooo toll (man kann die natürlich auf andere Frequenzen rückrechnen), wer mehr braucht, zahlt mehr uind greift zum Impedanzanalysator. Der macht einen kompletten Sweep, wenn es sein muss, auch bis 1GHz.
Der *Netzwerk*analysator hat üblicherweise immer einen Sweep implementiert, denn der soll ja auch an kompletten Netzwerken die s-Parameter ausloten.
Die s-Parameter lassen sich per Bilineartransformation auch als R+Xi komplexe Zahlen des realen Widerstands und des Blindanteils darstellen. Genau diese Transformation hat der Herr Smith graphisch als Chart dargestellt, es gibt Kreise konstanten Real- und Blindanteils. Die Messkurve dahinter ist exakt die gleiche wie beim Polardiagramm des reflektierten (s11,s22 usw.) Signals, d.h. es ändern sich nur die Masslinien der Grafik. Das ist eben der Trick von Herrn Smith ... Ein moderner Netzwerkanalysator gibt zudem den Real- und Blindanteil an der Markerposition (Frequenz) unmittelbar aus. Typischerweise wird das Smith-Chart demnach auch für reflektierte Signale herangezogen, für die Transmission (s21,s12 usw.) macht es eher weniger Sinn.
Elektor hat IMHO soetwas mal mit einem DSP veröffentlicht. Es ist eine klassische Anwendung für CPU's mit Multiplizierer, da zur Bestimmung der Phasenlage eine Korrelation sinnvoll ist.
Kann sein, habe ich jetzt nicht nachgerechnet ...
Die Ausgangsimpedanz ist generell nicht egal, siehe unten. Zur Not definiert man eine mit einem Abschlusswiderstand. Außerdem ist der Filter i.a. symmetrisch.
Bei Deinem Schwingkreis will man halt eine sehr hohe Impedanz der folgenden Stufe, weil der Kreis auch hochohmig ist. Aber das ist hier Zufall, dass das bei Deiner Schaltung passt.
Deine Schaltung ist so falsch nicht, in Industrieprodukten würde man wohl darauf schauen, dass das Rechtecksignal nur unwesentliche Störanteile unterhalb der gewünschten Ausgangsfrequenz f enthält und dann einen steilen Tiefpass mit eine Grenzfrequenz deutlich oberhalb f und deutlich unterhalb 3f enthält. Weil beim Rechteck wegem Herrn Fourier und seiner Analyse im Prinzip nur f,3f,5f usw. enthalten sind. Allerdings wird Dein Rechteck nicht perfekt sein und somit auch etwas 2f enthalten sein. Ergo wird man den Filter etwas oberhalb f zuschlagen lassen, sodass Bauteiltoleranzen den Knick in der Filterkurve nicht auf die Arbeitfrequenz verschieben können und das wenige 2f schon deutlich gefiltert und der Filter bei 3f richtig zuschlägt.
So ein Filter könnte z.B. ein PI-Filter mit mehreren Filterstufen hintereinander sein. Wenn man dann mag, kann man die Induktivitäten durch Serienschwingkreise ersetzen, damit bekommt man tieffrequente Störungen weg ohne dass der Filter extrem selektiv wird. Das Verhältnis von L zu C (für die Resonanz ist ja das Produkt L C entscheidend) bestimmt in dieser Konstruktion dann, wie groß die Durchlassbandbreite wird (man denke sich bei dem Filterelement:
---+---L---C1---+--- | | C2 C2 | | GND GND
einfach den Grenzfall C1->unendlich, dann wird der Bandpass zum reinen Tiefpass und nur L/C2 entscheiden über die Grenzfrequenz.
Möglich ist auch L/C1 als Parallelkreis, ergo Sperrkreis, das sind dann elliptische Filter, die mit mehreren Stufen sehr steile Tiefpässe darstellen können. Allerdings ist die Berechnung inkl. Bauteiltoleranzen nicht einfach.
Wichtig ist bei all diesen Filtern, dass sie *angepasst* betrieben werden, auch bei deinem Schwingkreis ist der Wiederstand im Emitter vorallem deshalb erforderlich, weil sonst die Güte vom Schwingkreis bei niederohmiger Speisung kaputtgeht. Das Problem ist nämlich, dass im Extremfall die Quelle den Schwingkreis auf eine Frequenz *zwingen* kann, egal ob der will oder nicht. Gleiches gilt für Filter, das erste C2 sind witzlos, wenn ein Generator sie mit beliebig niedrigem Innenwiderstand überfährt. Der Filter oder Schwingkreis *kann* dann garnicht mehr agieren. Der Extremfall ist ein Tiefpass L zwischen einer extrem niederohmigen Quelle und einer extrem hochohmigen Senke (Buffer), es leuchtet sofort ein, dass mit oder ohne L kein Unterschied besteht, so ein Filter ist witzlos.
Das Thema bei Deinem Schwingkreis ist, dass er bei Resonanz *sehr* hochohmig wird, Du allerdings mit dem R im Schwingkreis die Güte kaputtmachst. Das hilft zwar bezüglich der Bauteiltoleranzen, macht aber auch die Selektivität des Filters kaputt. Deshalb nimmt man bei sehr selektiven Filtern mehrere *schwach* (kapazitiv) gekoppelte Schwingkreise, die dann jeder für sich ungestört eine hohe Impedanz bei Resonanz haben können. Allerdings bedeutet das in der Praxis Abgleich ...
Hallo Horst, die Genauigkeit von 0,25% kann man aber glatt den "Hasen geben", wenn man die Güte bei 40kHz braucht und Induktivitäten im Bereich unterhalb von einigen Milli-Henry liegen.
Man kann vielleicht L noch einigermaßen messen mit obigeme Gerät, aber nicht die Güte für die aktuelle Anwendung.
Betrachten wir mal Martin's 100uH Spule. Wenn wir jetzt die Verluste des Ferritmaterials vernachlässigen, dann ergit das
Q = 2*PI*f*L/R
R ist vielleicht ca. 1 Ohm (ohmscher Widerstand bei DC + Skineffekt) Der induktive Widerstand ist 2*PI*f*L = 0.628 Ohm bei 1kHz.
Q = 2*PI*1000*100e-6/1 = 0.628
Das würde obiges Messgerät anzeigen.
So eine Spule hat aber typisch Q > 20 bei 40kHz wenn man nicht gerade ein spezielles Material hat. Siehe meine Messungen.
Deshalb ist eine Messung bei der Anwendungs-Frequenz, die man auch in der Schaltung hat, das einzig "wahre" wenn es um die Güte geht.
Die Messung bei festen Frequenzen macht nur Sinn für die Spulenhersteller um Spulen einerseits vergleichbar zu machen und andererseits die Testkosten zu begrenzen.
Gruß Helmut
Eigene Messungen: Alle Ringkerne sind aus Schaltnetzteilen bzw. dafür vorgesehen.
Hallo Helmut, du hast recht! Ich habe die daten auch nur deshalb wiedergegebne, weil Oliver dieses Elektor-Projekt erwähnt hatte. Sozusagen, als beispiel was als "selbstbau" inzwischen erreicht wurde. Ich ziehe die 3 dB methode vor.
Q=fo(2df)E-1 mit d=delta Hab vergessen wie mans delta hinzaubert.
Es geht aber auch über das logarithmische dekrement einer freien gedämpften schwingung. Dazu läßt sich das oszi in verbindung mit seinem zeitausgang als generator "mißbrauchen". Das signal wird mit einem C(2-4pF) auf die zu einem schwingkreis ergänzte spule gekoppelt. Mit einem tastkopf 1:10 wird dann das signal entnommen. Somit läßt sich auch die resonanzfrequenz ermitteln. Etwas mathe führt dann zum ziel ;-)
ElectronDepot website is not affiliated with any of the manufacturers or service providers discussed here.
All logos and trade names are the property of their respective owners.