Oder besser gesagt, Moin! Ihr seid wohl alles Norddeutsche hier ;-)
Stimmt. MMIC geht sehr schoen. Haette mir den allerdings Anfang des Jahres mal verkneifen muessen, weil deren Verstaerkung eine Toleranz von
+/-1dB aufwies. Wo das nicht geht, kann man auch einen der neuen Opamps der GHz-Klasse nehmen und vorn einen Widerstand von 50-200 Ohm dranhaengen. Das funktionerirt aber nur, wenn man damit ueber dem Shot Noise der Photodiode liegt (zu Deutsch Schrotrauschen?). Also nicht bei ganz kleinen Amplituden. An mir ging dieser Kelch damals vorueber.
In unserem Fall geht es darum, die Intensitätsdifferenz zweier heller (jeweils ca. 5 mW) Lichtstrahlen genau zu messen. Dabei sind wir an der Statistik des Rauschens interessiert, das Rauschen des Verstärkers muß also klein gegen das Schrotrauschen des Lichts sein.
APD oder PMT sind das Mittel der Wahl, wenn es um sehr kleine Intensitäten geht, da die eingebaute Verstärkung sehr hoch sein kann. Bei unseren Intensitäten wären die allerdings dauernd in Sättigung.
Da zwei Verstärker niemals exakt gleich sind, subtrahieren wir den Photostrom direkt, indem die beiden Photodioden Rücken an Rücken in Serie liegen und der Strom, der in der Mitte rauskommt, gemessen wird. DC ist nicht nötig (AC ab ein paar hundert kHz wäre ok), allerdings sollte die Mittenspannung zwischen den Dioden schon bei ~0 V liegen, damit sich die beiden Dioden in ihrer Übertragungscharakteristik gleich verhalten: Deshalb geht dieser Punkt momentan per DC-Kopplung auf einen TIA.
Es geht zu allererst um geringes Rauschen, und benötigt werden nur 100 MHz - mehr wäre natürlich immer hübscher, aber wir sind schon verdammt nah am physikalisch möglichen. Das Manko ist, daß es wohl keine Photodioden mit einer so hohen Quanteneffizienz wie der Hammamatsu 3883 gibt, die eine kleinere Kapazität haben. Datenblattangaben dieser Größe haben sich zudem als recht unzuverlässig erwiesen, so daß man im Einzelfall wohl wieder nachmessen müßte.
Das Stromrauschen eines 50 Ohm-Widerstandes ist größer als das, was wir akzeptieren können. Bei 2*6 pF und 100 MHz wäre aber ein >50 Ohm (in der Praxis um 5kOhm) im Feedback-Zweig nehmen, der ein viel kleineres Stromrauschen hat.
Eventuell könnte man auch einen RF-Trafo nehmen und so den 50-Ohm-Eingang eines RF-Verstärkers mit Noise-figure um
Also eine durchgehende ground plane selbst unter dem OP-Amp? In den application notes wird immer empfohlen, direkt unter dem ob-Amp kein ground zu haben, um die zusätzliche kapazitive Belastung klein zu halten. Das ermöglicht dann auch, den feedback-Widerstand direkt unter den OP-Amp zu setzen. Oder komme ich um vier Lagen nicht herum?
Wäre evtl. ne Möglichkeit. Der eine leidlich funktionierende Prototyp hat zwei gegroundete Drähte kreuzweise über dem Chip...
Auch nicht schlecht: Etwas mehr Spannungsrauschen als der OPA847, dafür weniger Stromrauschen und noch genug open-loop-Gain bei 100 MHz. Könnte den Versuch eines "drop-in replacements" wert sein...
Da Du vor Monaten schon mal vom den OPA847 erwähnt hattest: Warum habt ihr euch für den THS4021 entschieden? Oder war das für ein anderes Projekt? Beim ersten Überfliegen des Datenblattes scheinen die beiden sich sehr ähnlich zu sein, der THS ist ein wenig langsamer und die Muster-Verstärkungsplots sehen beim OPA847 schöner aus ;-). Gibt's da was bemerkenswertes? Oder war's am Ende der Preis?
Ja, so sieht das jetzt schon aus. Das ganze sitzt in der Tat in einer Weißblechdose auf einem schwingungsgedämpften optischen Tisch; Ferrite, Serienwiderstände und mehrfache Abblockkondensatoren in der Stromversorgung sind natürlich auch da... ;-)
Ich habe durchgehende Ground Plane. Guard Rings und so halte ich bei ueber 100MHz eher fuer, ahem, Voodoo. Unter vier Lagen geht das schon, aber da muss ordentlich Gehirnschmalz ins Layout, besonders die Versorgung.
Ist es. Das Ding fluppte sofort nach Einloeten.
Damals Beschaffungsschwierigkeiten. Wir bleiben derzeit auf Distanz zur OPA Serie. Erstmal abwarten, wie sich die Wellen beruhigen. Der Preis des 847 ist natuerlich auch nicht so der Hit.
Vorsicht bei Ferrit. Manchmal sind ein paar zig induktivitaetsarme Ohms vorteilhafter. Block-C sollte 0603 oder maximla 0805 sein und der dirket am Pin irgendwo zwischen 3.3nF und 10nF. Nebenan dann 0.1uF usw.
So in etwa. Bei mir DC ueber TIA auf Null ausgeregelt, HF dann auf einen Widerstand. Aber wir betreiben die Photodiode auch auf einem Arbeitspunkt weit ueber der Rauschgrenze und so liegt das Johnson Noise des Eingangs unter dem Shot Noise der Photodiode. Wie diese Rauschphaenomene in Deutsch heissen, weiss ich nicht. Kenne nur den Federweisse-Rausch ;-)
Keine Vorspannung der Photodioden? Dann wird das mit der Bandbreite schnell eng. Photodioden streuen von Bauteil zu Bauteil recht stark im mA/mW Transfer Ratio. Muss wahrscheinlich kalibriert werden. Dafuer sind sie (zumindest unsere) sehr schoen linear.
Das thermische Rauschen eines Widerstandes ist Vt = SQRT(4kTBR)
Das setzt man gegen Shot Noise der Diode. Peinlich, peinlich, ich hatte letztens die Boltzmannkonstante nicht mehr im Kopf. Also rasch nachgesehen, Wikipedia kam als erstes. Da las ich dann, dass Boltzmann in einer depressiven Phase Selbstmord beging. War gerade mal ueber 60. Mann, das hat mich echt traurig gestimmt.
MMIC streuen zu stark fuer so etwas. Fuer den RF Trafo wuerde ich mich bei Mini-Circuits (in D ueber Industrieelektronik?) umsehen. Aber rechne nochmal nach, ob Widerstand und OPA847 nicht doch reichen.
Ja genau. Nur ist er eben abhängig vom Quantenzustand des Lichts, den wir detektieren wollen nicht mehr gaußförmig. Und um die Statistik geht es uns. Die absolute Skala ist dabei auch nicht relevant, weil mit dem gaußförmigen Rauschen eines normalen Laserstrahls verglichen wird.
[...]
Doch, natürlich. Der erhöhte Dunkelstrom fällt bei 5 mW nicht ins Gewicht.
Die Schaltung ist dann in etwa: (-) ------| mA/mW Transfer Ratio.
Hmm, das hab' ich so noch nicht erfahren. Vielleicht habt ihr Interferenzeffekte oder evtl. sind unsere Photodioden besser?
Ja, das sind sie. Kalibrierung ist wie gesagt kein Thema. Die Intensität auf beiden Detektoren wird manuell so eingerichtet, daß Common-mode Intensitätsfluktuationen sich bestmöglich wegheben.
Bei unserem 80MHz -ps-Pulslaser durch Wegbalancieren der 80MHz-Komponente. Nichtlinearitäten und Unterschiede in der übertragungsfunktion der Dioden tauchen dann als 160MHz-Komponente auf, die wir am Ende wegfiltern (die aber trotzdem den TIA nicht sättigen darf). In Grenzen lässt sich das noch durch unterschiedliche Vorspannung optimieren.
Wie gesagt: normalerweise. Für uns bildet das Rauschen aber die Daten. Deshalb wird die Photodiode auch so hell beleuchtet; könnten wir mehr Licht drauf geben ohne den linearen Bereich zu verlassen, würden wir das tun.
Das Widerstandsrauschen muß klein dagegen sein. Bei 5 mW Lichtleistung gibt das etwa 2.5 mA Photostrom. Das Rauschen dessen ist (bei normalem kohärenten Laserlicht) i_shot = sqrt(2 e I) = 20 pA/sqrt(Hz), entspricht also so ziemlich dem Johnston-Stromrauschen eines 50-Ohm Widerstandes.
Muß Dir nicht peinlich sein. Ich bin der Physiker und mußte auch nachschlagen ;-)
Ich bin Calgary, Canada. :-)
Geht fix: Sagen wir mal, ich hätte gerne ein Signal-zu-Rauschverhältnis (bezogen auf die Rauschleistung, damit bei den gemessenen Spannungen das elektronische Rauschen etwa 1/5 des interessierenden "Signal"rauschens ist) von 14 dB=25. Damit muß ich meinen Lastwiderstand zu mindestens 25*50 Ohm= 1.2 kOhm wählen. Meine 12 pF Diodenkapazität bildet damit einen 10 MHz-Tiefpaß :-(
=> Geht also so direkt nicht.
Mit dem THS4021 als TIA könnte es gehen: Stromrauschen des OP-Amps ist 2 pA/sqrt(Hz). Mein Rauschbudget erlaubt mir also noch weitere 2pA/sqrt(Hz), die für das Spannungsrauschen des OP-Amps zusammen mit dem Stromrauschen des Rückkoppelwiderstands übrigbleiben.
Die 1.5 nV des THS4021 werden über den Rückkoppelwiderstand in entsprechendes Stromrauschen umgerechnet: i=1.5nV/RFeedback -> Wenn mein Rückkoppelwiderstand also >> 1kOhm ist, ist alles ok. Das muß er aber sowieso schon sein, denn wie oben bereits berechnet muß RFeedback>1.2 kOhm sein, damit sein Johnsonrauschen nicht alles versaut. Größer ist also besser.
Nun bleibt nur noch die Frage, wie hoch ich denn gehen darf, damit meine Bandbreite nicht einbricht...
Die Eingangsimpedanz sollte 10 stabil ist (was heißt das eigentlich bei der Verwendung als TIA?)...
Du siehst, es wird eng...
Immerhin fällt beim THS4021 im Gegensatz zum OPA847 der Gain schneller ab, so daß man sich Hoffnungen machen kann, daß das Dingens wenigstens nicht zum GHz-Oszillator wird.
Mal kucken. Ich werd' wahrscheinlich bei der nächsten Digikey-Oder einfach mal einen mitbestellen und dann mal ausprobieren.
Vorallem bei PIN-Dioden. Bei präzisen Messungen verwendet man aber auch PN-Photodioden. Die sind eh langsamer und die Vorspannung nützt da nicht allzuviel. Schlimmer, die gehen schon mit einstelligen Volts kaputt. Auch die teuren von UDT.
Alles klar, dann sind APD und PMT natürlich nicht geeignet. Ich hatte bisher immer nur mit sehr geringen Licht-Intensitäten zu tun.
Werden die beiden Lichtstrahlen über einen Strahlteiler aus der gleichen Quelle gewonnen? Hobbs hat eine interessante Schaltung veröffentlicht [1], die in erster Linie dazu gedacht ist, das Rauschen des Laserlichts aus dem Messsignal zu eliminieren: Die Schaltung subtrahiert die Photodiodenströme voneinander, jedoch in einem variablen Verhältnis über eine Schaltung, die an einen bipolaren Differenzverstärker erinnert. Über die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Basis-Anschlüssen wird das Teilerverhältnis verändert. Über einen langsamen I-Regler wird die DC-Stromdifferenz auf Null ausgeregelt, schnelle Änderungen sind am Ausgang des TIA sichtbar.
[1] Hobbs, Philip: Ultrasensitive laser measurements without tears
"Tilmann Reh" schrieb im Newsbeitrag news:46167218$0$15952$ snipped-for-privacy@newsspool4.arcor-online.net...
Hallo Tillmann,
Zunächst mal gibt es noch drei Fehlerqellen für deine gemessenen Störungen. Es wird aber wohl 1.) sein.
Deine 2.5V Referenz rauscht oder schwingt. Bedenke dass dein TIA Störungen am +Eingang(Referenz) um bis zu Faktor 200 verstäkt. (G_max=C1/C2). Probier mal einen abgeblockten Spannungsteiler statt Referenz. Da fällt mir doch gerade ein, dass Referenzquellen oft ein Rauschen von 200nV/Hz0.5 haben. Das ist 10 mal soviel wie dein OPamp hat. Das ergibt dann 60mVpp noise. Siehe meine eigenen Messungen unten. Prolem gelöst? Ich denke damit ist klar wo dein Problem liegt!!!
Du hast große Störungen auf deiner 5V-Versorgung. Das halte ich aber für ziemlich unwahrscheinlich.
Du hast 100nF an den Ausgang angeschlossen wegen Layoutfehler ode Ätzfehler. Immerhin dnkbar. Allerdings gibt das eine scöne stabile Schwingung. Passt also nicht zu deinem Fehlerbild.
Genug der Theory. Ich habe jetzt mal einen OPA4340 (4fach 340) aus einem Schrottboard recycled und deine Schaltung nachgebaut. Auf R1=100Ohm habe ich verzichtet. Die drei freien OPamps habe ich als Spannungsfolger beschaltet.Die freien +Eingange und den +Eingang des TIAs habe ich auf einen Spannungsteiler gelegt (VCC/2=2.5V). VCC---240k---o---240k paralllel 0.47uF---GND Da ich keine Photodiode habe, habe ich einen 4.7nF Kondensator verwendet. Die Versorgungsspannung(Labornetzteil) habe ich mit
0.22uF direkt am IC geblockt.
Ergebnis: Auf dem Scope 10mV/Skalenteil(1:1) sieht man ca. 6mVpp Rauschen was effektiv ca. 0.7m...1mV RMS entsprechen dürfte. Durch das Noise-peaking ist das Rauschen Bandpass begrenzt. Deshalb hat man den Einduck das Rauschsignal habe besonders viel Amplitude um 20kHz. Diese 6mV Raushspannung verschwinden, wenn man den 4,7nF C entfernt. Mit LTspice kommt man auf 0.8mV-RMS an Rauschen für 20nV/Hz^0.5 für deine Schaltung. Gerade für das Verständnis des Noise-Peaking solcher TIA-Schaltungen ist (LT)SPICE hervorragend geeignet.
Dann habe ich eine kapazitive Last OP-Ausgang ausprobiert. Man glaubt es nicht, aber erst mit 100nF schwingt der TIA.
47nF haben nicht gereicht um ihm schwingen zu lassen.
Den Opamp OPAX340 kann man guten Gewissens als TIA empfehlen. Dieser Opamp verhält sich sehr "brav" als TIA selbst mit großer Kapazitätet sowohl in Theorie(SPICE) als auch in der Praxis. Die untersuchte Schaltung eignet sich auch hervorragend als Lehrbeispiel (Versuch). Man kann hier prima zeigen, dass Theorie und Praxis überinstimmen und auf so wichtige Dinge wie Rauschen der2.5V-Referenz hinweisen.
Hoffentlich haben die (TI) den Opamp nicht schechter gemacht durch Design- oder Prozessänderungen. Bei mir steht BB und Datum 0046 auf dem Chip. Das heißt noch von BB produziert im Jahr 2000.
Aber wie schon ganz oben in 1.) angedeutet, dein Problem kommt höchst wahrcheinlich von der deiner Referenzquelle (2.5V).
TI macht sowas, wir haben da mit den OPA404 ziemlich leiden müssen, irgendwas ist anders, was auch immer. Der AD713 scheint dagegen unverändert, haben wir eben den verwendet.
Vorspannung ist hier nicht fuer den Dunkelstrom wichtig, sondern um die Kapazitaet zu senken und leichter zur gewuenschten Bandbreite zu kommen.
Unsere muessen von den Kosten her spaeter ins Produktionskonzept passen, aber Toleranzen habe ich bisher bei allen gesehen. Auch bei Nobelexemplaren mit gueldenem Schraubgewinde.
Wenn ich nur diesen Luxus haette...
Elegant und edel!
Koennte man da nicht zur Erhoehung der Signalausbeute massiv parallel schalten? Irgendwann sind dabei natuerlich auch die dicksten Budget Dollars weg.
U of Calgary? Oder U of Alberta? Aber letztere ist m.W. in Edmonton.
Meiner steht wie ein Felsen an der Kueste. Die Photodiodenbeine sind dabei gar nicht mal kurz (etwa 1.5cm), aber der Gehaeuse-Pin ist unmittelbar am PD-Gehaeuse auf das Blechkaestle des Pre-Amp geloetet. Es ging alles auch ohne dieses Kaestle, aber da bekamen wir Stoerungen im MHz-Bereich hinein. Als ich am naechsten Morgen wieder zum Kunden fuhr, hatten wir keinen Nebel mehr und ich sah die Ursache. Ein grosses Gelaende ohne Schilder, was da drauf ist, aber mit einem Haufen von Drahtantennen.
Sieh Dir vorher mal die anderen an. Es gibt bei TI und AD Versionen, die noch deutlich rauscharmer sind. Ich konnte sie nicht nehmen, weil ich wegen Linearitaet bei hohem Ausstuerbereich nicht mit den ueblichen 5V VCC auskam. Fuer +/-15V ist war die Auswahl dann sehr duenn.
Ich kenne "shot noise" auch eher als Schrotrauschen im Deutschen. "Johnson noise" würde ich mit thermischen Rauschen übersetzen, habe aber auch schon einfach Johnson-Rauschen gesehen.
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