Instabilität von OP bei Kapazität a m Eingang?

Tilmann Reh schrieb:

Hallo Tilmann,

große Kapazitäten am Eingang eins Transimpedanzverstärkers führen oft zur beobachteten Instabilität. In der von dir skizzierten Schaltung kann man nur durch Vergrößern der Gegenkopplungskapazität die Stabilität wieder in den Griff bekommen. Wenn du keine obere Grenzfrequenz von

Ein beliebter Trick ist ein Transistor in Basisschaltung vor dem Eingang des TIA, um die hohe Photodiodenkapazität vom Einang zu "isolieren". Beschrieben ist dies z. B. in AN1244 von National Semiconductor oder in "Photodiode Front Ends - The REAL Story" von Philip Hobbs. Beides kann ich dir bei Interesse zumailen.

Gruß, Alexander

Alexander Dörr schrieb:

...was das Einschwingen nachher in der Applikation leider stark verlangsamen dürfte.

Vielen Dank für die Hinweise, habe mir beide gerade mal "besorgt". Vor allem letzteres enthält etliche sicher brauchbare Informationen.

Danke und frohe Ostern,

Tilmann

Hallo Tilmann,

Wie Alexander schrieb, die Kaskode am Eingang ist die einzige Moeglichkeit, trotz hoher Photodioden-Kapazitaet einen schnellen TIA hinzulegen. Musste das gerade auch machen, obwohl unsere nur einige zig pF hatte. Kostet ja nur einen billigen Transistor. Wenn man das letzte Photon herausknirzen muss, vielleicht ein paar Cents mehr fuer einen rauscharmen.

Anderer Trick: Photodiode vorspannen. Die meisten duerfen bis 5V bekommen, manche mehr. Das reduziert die Kapazitaet.

Tilmann Reh schrieb:

Hallo,

es gibt Oszillotarschaltungen die sehen halt genauso aus. Der opamp verstärkt auch durch die exteren Kapazitäten nichtlinear und bei irgendeiner Frequenz reicht die Phasenverschiebung dann aus zum Schwingen.

Man kann versuchen durch Annäherung an einen frequenzuabhängigen Spannungsteiler die Schaltung zu Optimieren. Parallel zu C1 liegt bei der Ersatzschaltung ja noch der Ersatzwidestand der Photodiode. den muss man dabei auch versuchen zu berücksichtigen. Da dieser nicht konstant ist muss man halt Kompromisse eingehen. In der Praxis sieht das so aus man z.B. C2 passend verändert ohne die Bandbreite zu sehr zu begrenzen. Eine andere Lösung beruht darauf nur einen Teil des opampausgangs zurückzukoppeln, dabei erhöht sich aber das Rauschen.

Passnde Schaltungen und Tips dazu gibt es bei den Opampherstellern wie Burr-Brown -jetzt TI, AD oder AD.

Bernd Mayer

Tilmann Reh schrieb:

Hallo,

es gibt Oszillotarschaltungen die sehen genauso aus! Der Opamp verstärkt auch durch die externen Kapazitäten nichtlinear und bei irgendeiner Frequenz reicht die Phasenverschiebung dann aus zum Schwingen.

Man kann versuchen durch Annäherung an einen frequenzuabhängigen Spannungsteiler die Schaltung zu Optimieren. Parallel zu C1 liegt bei der Ersatzschaltung ja noch der Ersatzwiderstand der Photodiode. den muss man dabei auch versuchen zu berücksichtigen. Da dieser nicht konstant ist muss man halt Kompromisse eingehen. In der Praxis sieht das so aus dass man z.B. C2 passend verändert ohne die Bandbreite zu sehr zu begrenzen.

Eine andere Lösung beruht darauf nur einen Teil des Opampausgangs zurückzukoppeln, dabei erhöht sich aber das Rauschen.

Passende Schaltungen und Tips dazu gibt es bei den Opampherstellern wie Burr-Brown -jetzt TI, AD oder LT.

Bernd Mayer

Warum realisierst Du eigentlich eine invertierende Verstaerkerschaltung? Ich sehe gar keinen Grund.

Wenn Du das Signal des C1 (Fotodiode) nichtinvertierend verstaerkst, hast Du einen hochohmigen Eingang. Hast Du denn daran gedacht, dass bei Deiner Schaltung der Eingangswiderstand nur so hoch ist wie R1, also bloss 100 Ohm?

Dass Deine Schaltung schwingt, kann u.U. daran liegen, dass die Schaltung eine ganz kleine parasitaere Hysterese (Nano-Schmitt-Triger) hat. Diese kann dadurch zustande kommen, dass von Ausgang zum nichtinv. Eingang eine parasitaerem sehr schwache Mitkopplung durch die Beschaltung zustande kommt.

Wenn dies der Fall waere, hat Deine Schaltung eine gewisse Aehnlichkeit mit dem typischen Opamp-Rechteckgenerator, wie Du ihn z.B.hier siehst:

PS.: Ich kann erst wieder ab naechsten Dienstag mitdiskutieren.

Gruss Thomas

Joerg schrieb:

Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den Basisschaltungs-Trick auch versucht, geholfen hat er allerdings nicht: Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so natürlich nicht :-(.

Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt? Bei 12pf und 100 MHz müsste man ja eigentlich auch einen Darlington-Transistor im in Bassischaltung nehmen, damit der Bassistrom nicht alles verrauscht. Wird die Stabilität dann eher besser oder schlechter?

Das T-Glied in der Rückkopplung des TIA wollen wir unbedingt vermeiden, weil am Ende das Rauschen unter 10000 Elektronen pro 12ns-Lichtpuls liegen soll...

Gruß, Jürgen

Thomas Schaerer schrieb:

Zeitkonstante? Virtual Ground wegen der grossen Diodenkapazität? Linearität, da die Diode eine Stromquelle und nur eine logarithmische Spannungsquelle darstellt?

Hoffentlich. Zielwert ist ja Null Ohm. Die 100 Ohm sind Kompromiss gegen Schwingungen. Eine andere Idee wäre eine Gegenkopplung in der Grössenordung der Eingangsspannungsunsicherheit (Rauschen usw) des Opamps. Besonders praktisch bei umschaltbaren Empfindlichkeiten. Siehe Appnote 242 von Natsemi, Schaltung 11. >

Das ist ja der Sinn der Schaltung mit virtueller Erdung.

Irgend so ein Dreckeffekt ist leider zu vermuten.

Hallo Juergen,

Bei mir hat das noch nie geschwungen, komme allerdings auch aus der HF Ecke. Wichtig ist, alles auf einer Ground Plane aufzubauen und alle zu erdenden Punkt direkt mit 0603 Caps auf diese Ground plane zu setzen. Im Extremfall kleine Trennbleche ueber den Transistor und den Opamp, damit sich Ein- und Abgaenge jeweils nicht "sehen".

Sieh Dir einmal den Texas THS4021 an. Der wird in meinem naechsten Design werkeln, wo es auch recht rauscharm zugehen muss.

Vermutlich eher schlechter, aber Darlington ist i.d.R. nicht noetig.

Weia. Da ist erst recht ein astreiner HF-maessiger Aufbau noetig. Am besten gleich in einem Weissblechkaestchen. Und im Labor ein allgemeines Niess- und Huestelverbot erlassen.

Jürgen Appel schrieb:

Hallo Jürgen,

um den Einfluss der Photodioden-Kapazität zu verringern, kann man auch eine Bootstrap-Schaltung einsetzen, die die Spannung über der Diode auf Null hält.

Artikel, in denen das beschrieben ist: "Photocurrent Measurement of PC and PV HgCdTe Detectors" und "Low Noise Amplifiers for Small and Large Area Photodiodes" von Linear Technology.

Gruß, Alexander

Alexander Dörr schrieb:

Du meinst den Trick mit dem J-FET? Ob das bei 100MHz noch vernünftig funktioniert?

Gruß Dieter

Von der Topologie her ist eine kapazitiv überbrückte Stromquelle im Emitter genau das, was einen Emitterfolger in Schwung bringt. Wenn man zwischen Basis und Masse die Impedanz misst, sieht das dann kapazitiv mit negativem Realteil aus. Ein paar nH zwischen Basis und GND, und der Oszillator ist fertig. Der Widerstand in der Basisleitung soll den negativen Widerstand neutralisieren.

Woran kann man drehen, wenn's nicht reicht?

1. Größerer R -> kann man direkt zum Rbb addieren -> rauscht wie bloede
2. 30 Ohm Ferritperle: Versuch ist's wert.
3. Basis ohne R so kurz abblocken, daß die Serienresonanz so hoch wird, daß der Transistor auf dieser Frequenz keinen negativen R mehr produzieren kann.
4. Auch zu tiefen Frequenzen hin hört das Theater mit dem neg. R irgendwann auf, weil die benötigte Rückkopplung über die Transistorkapazitäten wirkt. Die Induktivität in der Basisleitung zu vergrößern bis die Serienresonanz "zu tief" liegt führt nicht zum Ziel weil die gewünschte Basisschaltung für das Nutzsignal dann auch nicht mehr funktioniert.
5. Andere Transistoren mit anderen Kapazitätsverhältnissen nehmen. "Heißere" Transistoren können durchaus wegen der kleineren Kapazitäten weniger Schwingneigung zeigen. Die gängigen UHF-VCOs funktionieren nach dem gleichen Prinzip: kapazitiv belasteter Emitterfolger, Spule + Serien-Varicap in der Basis, Entnahme der HF über einen kleinen R im Collector. Diese VCOs funktionieren mit vergleichsweise lahmen Transistoren meist am besten. Bei schnellen Transistoren muss man oft mit Extra-Kondensatoren nachhelfen.

Gruß, Gerhard

Hallo Gerhard,

fertig.

neutralisieren.

Aber man oelt doch die Bremsbelaege nicht, wenn sie quietschen ;-)

kann.

Da kommen wir der Sache naeher.

tief"

Bingo. Gerade in Europa habt Ihr doch neben schnellen Autos auch ein sehr schoenes Angebot an heissen BJT, z.B. von Infineon und NXP.

Hier taugt deren Vertriebssystem fuer die Engineering-Phase IMHO leider nicht und diese logistischen Probleme halten uns davon ab, zu naschen. Sehr schade, denn deren Entwicklungen sind wirklich meisterhaft. Doch zu einem guten Produkt gehoert auch immer ein gutes Marketing und das vermisse ich voellig. Denen sind deshalb fette Deals durch die Lappen gegangen und sie wissen nicht einmal etwas davon.

"Tilmann Reh" schrieb im Newsbeitrag news:4614febd$0$23148$ snipped-for-privacy@newsspool1.arcor-online.net...

Hallo Tilmann,

Hast du kapazitive Last am Ausgang, z.B. ein Koaxialkabel oder gar irgendeinen Kondensator mit einigen nF?

Deshalb auch beim Messen unbedingt einen 10:1 Taskopf und keinen 1:1 Tastkopf verwenden.

Gruß Helmut

PS: Sorry, es war ein Versehen, dass ich die gleiche Antwort zuvor an deine e-mail Adresse geschickt habe. Manche Leute sind da ja ganz empfindlich ...

Helmut Sennewald schrieb:

Nein, am Ausgang ist derzeit gar keine sonstige Last. Später in der Anwendung nur ein kleines RC-Rauschfilter und dann ein ADC.

Immer. "Ich 'abe gar keine 1:1 Tastkopf." :-)

Wie ich inzwischen nachvollziehen konnte, ist diese Instabilität ein typisches Problem von TIA in dieser Konfiguration. Aber ein paar Lösungsansätze habe ich auch schon gesammelt, muß nur noch ein bißchen simulieren und testen...

Wäre bei Dir nicht schlimm gewesen, aber despammed scheint mal wieder nicht richtig zu funktionieren (zumindest ist bislang nichts angekommen)... :-/ [Zumindest ist aber dadurch sichergestellt, daß auch kein Spam durchkommt...]

Tilmann

Dieter Wiedmann schrieb:

Du hast recht, die 100MHz habe ich überlesen. Ich glaube nicht, dass das noch funktioniert. Ich habe gaerade nochmal bei Phil Hobbs nachgeschaut, da gibt es einen "Bootstrapped Cascode TIA" mit bipolaren Transistoren. Die Bandbreite liegt unter 10MHz, also nicht ausreichend für das, was Jürgen vorhat. Ist es bei solchen Anforderungen an die Geschwindigkeit nicht besser, einen PMT oder eine APD zu verwenden?

Gruß, Alexander

Die verhalten sich bei HF kaum induktiv, eher wie ein Verlustwiderstand. (schlimmes Q)

Gruß, gerhard

Hallo Gerhard,

Ja, aber sie rappeln and man weiss nie genau, wieviel Q herauskommt. Kommt auf die gerade gekochte Ferritsuppe an. Fuer EMI nehme ich sie, aber nicht fuer so eine Fusspunktentkopplung. Da koennte ich nicht mehr ruhig schlafen.

Moin!

In der optischen Telekommunikation sind PIN-Dioden bis 10GBit/s Standard, bestimmt gibts auch noch schnellere. Mir ist noch keine APD übern Weg gelaufen (das heißt: ich hab auch nicht intensiv danach gesucht), die das schafft.

Bei Dioden mit großer aktiver Fläche und _nur_ 100MHz mögen APDs ihre Vorteile haben, jedoch braucht man auch dort den TIA und letztendlich kann man die Verstärkung der APD häufig (das heißt: wenns nicht um verdammt wenig Licht geht) auch durch einen zweiten Verstärker hinterm TIA erreichen.

Solange es nicht um höchste Linearität und nicht um DC geht, ist der einfachste Weg, sich den TIA zu schenken und den Ausgangsstrom der Diode per Kondensator auf den Eingang eines 50-Ohm-Verstärker-ICs zu geben. Klassisch: MSA.... von Reichelt oder Farnell, Moderner: Minicircuits. Geht bis viele GHz.

Gruß, Michael.