Grund für Störungen in Schlatung

Hi!

[Transimpedanzverstärker an Fotodiode]

Oder mit nem Widerstand (100...1000 Ohm) in Reihe zur Fotodiode. Da die eh am Bias hängt und als Stromquelle wirkt, stört der Widerstand nicht die Funktion - aber dem Opamp zerrt nicht mehr so direkt die Sperrschichtkapazität der Diode am Eingang.

Gruß, Michael.

Bernd Mayer schrieb:

Der Dunkelwiderstand hat keinen nennenswerten Einfluss auf die Schaltung, IMHO. Auch nicht, dass die Diode keine absolut ideale Stromquelle ist. Der Opamp hat eben keine Verstärkung von unendlich. Er braucht etwa 50mV oder dergleichen am Eingang für volle slew-rate, darunter lineares Derating. Kann man auch von der Gain-Bandwidth Seite her betrachten: Der OP27 hat zwar eine Leerlaufverstärkung von 1Mio, aber bereits bei 10Hz geht die Richtung Keller.

--
mfg Rolf Bombach

Roland Damm schrieb:

Eine Schottky-Diode von Masse nach Minus-Versorgung, falls überhaupt split supply. Hat sonst die Minus-Versorgung einen Wackelkontakt (ev. Steckverbindung zu deinem Vorverstärker- Kistchen), dann zieht der Versorgungsstrom des Opamps die Vee-Leitung im Vorverstärker über dein Massepotential. Dann liegt idR an den Eingängen via irgendwelche Biaszuleitungen ein bezüglich des Vee-Anschlusses negatives Potential. Irgendwelche parasitären Thyristoren im Chip fühlen sich dann angesprochen und schalten durch und das Ding macht die Grätsche. Der übliche Fet-Opamp-Tod. Dein Vorverstärker wird noch ein Problem bekommen: Kabel- kapazität. Das verträgt der TL081 gar nicht, der LF356 etwas besser. Entweder Massnahmen mit Entkopplung vorsehen, Schaltungen stehen in guten Datenblätten mit drin, d.h. nicht notwendigerweise bei TI, oder Buffer vorsehen.

--
mfg Rolf Bombach

Winfried Salomon schrieb:

Naja, 7ns ist keine wirklich schnelle Diode. Die Bandbreite hängt doch ganz wesentlich von der Verstärkung resp. Transimpedanz ab, wie du schon schriebst. Das S/N wird dadurch nicht direkt schlechter, das Ausgangssignal resp. die Empfindlichkeit nimmt natürlich ab und man muss sich vermehrt über überflüssige Bandbreite gedanken machen. Steht genügend Licht zur Verfügung, kann man mit deiner Idee mit Transistoren einige Varianten durchnehmen. Etwa ein Transistor in Basisschaltung als Vorstufe. Was auch geht, obwohl "Profis" das Gegenteil behaupten, ist die Verwendung eines CFB Opamps. Bob Pease hat da mal eine Schaltung mit dem CLC450 vorgestellt, invertierte Schaltung, 1k/2p Gegenkopplung, geht. Setzt natürlich genügend optisches Signal voraus.

--
mfg Rolf Bombach

bei mir hat die BPW24 je nach Wellenlänge 2-3 nS Ansprechzeit, das ist ca. 10mal schneller als die meisten Foto-PIN-Dioden, kann sein, daß es da Varianten gibt. Wenn man das Signal um Faktor 100 kleiner macht wegen der Bandbreite, muß man zum Ausgleich dahinter mit 100 verstärken, dann ist das Rauschen auch um 100 größer.

Ja das wäre die ideale Ankopplung bezüglich Bandbreite, weil eine Basisschaltung nur wenige Ohm Eingangsimpedanz hat und einen guten Strom-Spannungswandler mit maximaler Bandbreite darstellen müßte. Wie das dann mit dem Rauschen aussieht, weiß ich im Moment nicht. Im Grunde ist es ein Anpassungsproblem und wird wohl immer auf's Gleiche hinauslaufen.

Sicher wird das gehen, nur müßte Roland dann 85 dB dahinter verstärken. Was das bedeutet, wirst Du sicher kennen, er hat dann einen Bewegungssensor ;-).

Wenn ich mir die Daten des TL081 so ansehe, hat er eigentlich doch etwas viel Spannungsrauschen. Bei dieser Schaltung ist das Stromrauschen anscheinend viel zu klein für irgendeine Auswirkung, da wäre sicher OP27 oder LT1028 deutlich besser, ohne daß sich eine Auswirkung auf den Frequenzgang ergibt.

Habe jetzt mal versucht, das Rauschen mit Pspice zu simulieren. Entgegen meinen Erwartungen hat der TL081 am Ausgang ca. 6 uV/sqrt(Hz) bezogen auf etwa 100 KHz Bandbreite, der LT1028 oder OP27 aber doppelt so viel. Den Grund kann ich jetzt nicht erkennen, muß mich wohl mal etwas mit dem Thema beschäftigen.

Wenn der LT1028 besser wäre (was ich jetzt hier nicht mit Sicherheit behaupten kann), so müßte man berücksichtigen, daß er nicht 1-stabil ist. Als einfache Maßnahme habe ich einen zusätzlichen Widerstand 1K in Reihe zur Diode berücksichtigt, aber direkt am -Eingang angeschlossen, _nach_ der Leitung. In der Gegenkopplung sind dann nur 6.8 pF, weil nicht 1-stabile OPs keine großen Kapazitäten in der Gegenkopplung vertragen. Die Reduktion der Bandbreite kann man beim LT1028 durch einen extra Anschluß eines C laut Datenblatt machen, ist im Simulationsmodell leider nicht mit drin. Man kann sich hier eigentlich IMHO recht wenig auf die Simulation verlassen.

Aber mal angenommen, die 6 uV/sqrt(Hz) bei 100 KHz beim TL081 stimmen, das wären dann 1.9 mV effektive Rauschspannung an dessen Ausgang. Verstärkt mit 400 sind das 0.76 V, also riesig. Aber solche Werte kommen mir durchaus plausibel vor, das sieht jeder, der mal einen Verstärker 60 dB gesehen hat.

mfg. Winfried

Moin,

Winfried Salomon schrub:

Mal 'ne Frage dazwischen: Was passiert, wenn ich eine Diode mit 10ns Ansprechzeit mit einem Lichtblitz von 1ns Dauer beleuchte? Kommt die zur Lichtmenge passende Ladungsmenge trotzdem an nur eben später, oder übersieht die Fotodiode den Blitz einfach?

Laut Datenblatt hat der TL081 aber 15nV/sqrt(Hz). Woher nimmst du die

6u?

Für meine Auslegung sollte das Rauschen am Ende der Verstärkerkette unter 100mV bleiben.

CU Rollo

ich denke mal, die Ladungsmenge wird gemäß der Tiefpaßwirkung kleiner und der Impuls verschliffen, aber da wird er auf jeden Fall sein. Die Untergrenze gibt nur das Rauschen vor, wenn ich mich da nicht schwer vertue, eine andere Schwelle sehe ich da nicht.

Das Datenblatt gibt mir hier 18 nV/sqrt(Hz) bei 1 KHz an. Die 6 uV/sqrt(Hz) stammen aus der Simulation mit Pspice. Jetzt habe ich mal beim TL081 die Diode getrennt, dann bleiben am Ausgang nur noch 28 nV/SQRT(Hz) übrig, da wird der 47k-Widerstand mit drin sein. Also kommt die große Rauschspannung von 6 uV/SQRT(Hz) wohl durch mein Diodenmodell zustande. Ich muß mir die Modellierung der Diode nochmal ansehen, denn das wird nicht realistisch sein.

Beim LT1028 und OP27 jedoch liegt der noch schlechtere Wert im Vergleich zum TL081 nicht am Diodenmodell, das bleibt nach Abtrennung fast gleich. Also ist ein FET-OP wohl doch besser und genau richtig. Aber die Berechnung _ohne_ Diode mit dem Rauschstrom des LT1028 liefert an dessen Ausgang 47 nV/SQRT(HZ) und nicht etwa 12 uV/SQRT(Hz) wie Pspice. Irgendwo steckt da ein Fehler drin, ich muß mir das einmal ansehen.

Mal die 28 nV/SQRT(Hz) bei der Simulation mit TL081 ohne Diode angenommen, so wären das bei 200 KHz Bandbreite effektiv 12.5 uV am Ausgang. Nochmal um 400 verstärkt wären es dann 5 mV, also weit unter Deiner Forderung. Jetzt weiß ich aber nicht, was die Diode macht.

Wenn ich etwas Zeit habe, werde ich mir das nochmal ansehen.

mfg. Winfried

Ja. Die Ansprechzeit kommt IMHO aus der Drift der Ladungsträger zur Elektrode.

------

--
Kai-Martin Knaak
http://lilalaser.de/blog

Moin,

Kai-Martin Knaak schrub:

Tolle Antwort:-). Du meinst wohl, dass die Ansprechzeit der Diode regeltechnisch gesprochen eine Totzeit ist. Oder eher eine 'verwaschene' Totzeit, also eine Überlagerung aus vielen Totzeitgliedern unterschiedlicher Dauer mit im Mittel 7ns Laufzeit. Das würde zumindest meiner Vorstellung entsprechen. Das hieße, wenn ich den Lichtblitz bei gleicher Energie auf 0.1ns verkürzte, würde der elektrische Impuls kaum seine Form und Stärke verändern.

CU Rollo

So würde ich das in der Tat erwarten. Für besonders schnelle Photodioden kann man sich bei Hamamatsu umschauen. Irgendwann helfen nur noch Photomultiplier, um schnell genug Licht in Strom zu wandeln.

Die Anregung im Halbleiter braucht natürlich auch eine gewisse Zeit. Bei Pulsen, die noch kürzer sind, klappt die Absorption dann nicht mehr mit voller Effizienz. Der Lichtpuls würde bei gleicher Energie einen kleineren elektrischen Puls mit gleicher Form erzeugen. IMHO sind die dafür relevanten Zeiten aber deutlich kleiner als 1ns. Genaueres wissen dei Festkörperphysiker.

------

--
Kai-Martin Knaak
http://lilalaser.de/blog

Roland Damm schrieb: > Kai-Martin Knaak schrub:

Hallo,

ich denke eher, dass man daraus eine Grenzfreqeunz der Fotodiode berechnen kann und eine Filterwirkung eintritt und die Impulshöhe entsprechend vermindert wird so ca. auf 1/100.

Berücksichtigen muss man dabei auch, dass die Rise- und Fall-time nur für die angegebenen, meist optimalen Bedingungen gilt, bei der BPW24R sind das z.B.: V_R=20 V, R_L=50 Ohm, Lambda=820nm.

In den Bereich kommt man wohl eher bei diskreter Beschaltung mit Transistoren, jedenfalls nicht mit einem TL81.

Bernd Mayer

Roland Damm schrieb:

Auf das läuft es ungefähr hinaus. Falls man bei gleicher Intensität einfach die Leuchtzeit verringert, integriert die Diode das Signal auf. Bei gleicher Energie hingegen, also mit dementsprechend höherer Intensität, beobachtet man eine Art Sättigungseffekt und das Integral stimmt nicht mehr. Das Signal sieht dann auch merkwürdig verbeult auf der abfallenden Seite aus. Ich nehme daher die BPW34 nicht mehr für Pulse unter 20 ns; da krieg ich nur bis einige 100 mV an 50 Ohm noch lineare Response. Für mehr Intensität scheinen dann die Innereien der Diode nicht niederohmig genug zu sein. Mit schnellen Dioden krieg ich Signale an 50 Ohm bis an den Wert der Vorspannung hin, 9 V zum Beispiel ;-). Ein Kompromiss könnten schnelle PIN Dioden sein, die Restpostenweise manchmal bei "C" auftauchen. Lohnt aber IMHO preislich nicht, Hamamatsu ist irgendwann auch nicht teurer. Problematisch sind schnelle Dioden für UV, S3279 wird nicht mehr gefertigt und kostet ca. 70E ;-(.

--
mfg Rolf Bombach

Moin,

Rolf_Bombach schrub:

Hmm, bei meinem ersten Prototyp meinte ich beobachtet zu haben, dass das Integral (was die Schaltung wegen der vielen Kapazitäten) einigermaßen stimmt. Aber eben in meinem Fall wo ich nicht weiß, wie lange der Lichtblitz dauert.

Mit oder ohne Vorspannung? Eine genügend große Vorspannung sollte der Diode doch auf die Sprünge helfen, nicht nur wegen geringerer Kapazität sondern auch wegen dünnerer Sperrschicht und größerem ladungstrennendem Feld.

Ich kenn' hier so ein Gerät, da ist eine Diode für $700 drin - ich dachte mir, dass das auch billiger gehen könnte...

CU Rollo

Moin,

Bernd Mayer schrub:

Dann müsste das frühe Abschalten des Lichtes aber dazu führen, dass schon mal gebildete Elektron-Loch-Paare rekombinieren, die sich sonst bei weiter eingeschaltetem Licht bis zum Kontakt bewegt hätten. Das fände ich merkwürdig.

Die Wellenlänge dürfte auf das Zeitverhalten garkeinen Einfluss haben. Kürzere Wellenlänge heißt weniger Paare im Halbleiter bei gleicher Lichtenergie, aber wie sich dann die El.-Loch-Paare weiter bewegen dürfte unabhängig davon sein, von was für einem Photon sie mal erzeugt worden sind.

CU Rollo

Also ich bin der Sache nochmal nachgegangen. Das Diodenmodell habe ich soweit verbessert, daß das Stromrauschen im Kurzschlußbetrieb wie hier zumindest von der Größenordnung realistisch sein sollte. Ich bin dabei von einem Rauschstrom in der Gegend des Dunkelstromes ausgegangen.

Was sich dann gezeigt hat, ist die Qualität der Spice-Modelle der OPs. Dabei schnitt der OP27 am besten ab, hier ist sogar das 1/f-Rauschen zu sehen. Beim TL081 scheint es nicht unrealistisch zu sein, obwohl es in der Nähe der Grenzfrequenz des OP eine sehr starke Anhebung gibt. Beim LT1028 scheint das Rauschen sinnigerweise überhaupt nicht modelliert zu sein, es kommt reiner Blödsinn raus.

Also zeigt sich wieder einmal, daß die alten PMI-Modelle auch in dieser Hinsicht am besten sind, die von anderen Herstellern jedoch mit großer Vorsicht zu genießen sind.

Was die optimale Wahl des OPs betrifft, so tut sich anscheinend zwischen TL081 und OP27 nicht viel. Für den LT1028 scheint aber die Schaltung schon zu hochohmig zu sein, simulieren kann man das mit dem Modell von LTC nicht.

Zu den oben geschätzten 5 mV Rauschen am Ausgang der Verstärkerkette käme ganz grob geschätzt nochmal der gleiche Wert von der Diode hinzu. Da ich aber zuwenig Anhaltspunkte aus den Diodendaten habe, müßte das dann noch durch eine breitbandige RMS-Messung verifiziert werden.

mfg. Winfried

Bernd Mayer schrieb:

Nachtrag:

gerade habe ich hier ein paar Infos dazu bei hamamatsu gefunden:

Seite 1, Definiton of terms, Abschnitt 8 und 9:

8 Rise time tr: 9 Ccut-off frequency fc: fc=0,35/tr

Fotodioden sind halt doch analoge Bauteile.

Bernd Mayer

Diese Definitionen setzen einen Widerstand in Reihe mit der Photodiode voraus. Bei der Anstiegszeit ist es 1kOhm und bei der Grenzfrequenz 50 Ohm. Im wesentlichen wird da die Kapazität der Diode über den Widerstand umgeladen.

Wenn Sie gegen einen Widerstand anarbeiten müssen, schon.

In einer Schaltung in der die erste Verstärkung als Impedanzwandler arbeitet, "sieht" die Diode aber 0 Ohm über die Bandbreite des Verstärkers. Dadurch wird die Kapazität der Diode nicht umgeladen und die entsprechende Zeitkonstante fällt weg. Es bleibt die Diffusionszeit der Ladungen im Halbleiter.

------

--
Kai-Martin Knaak
http://lilalaser.de/blog

Hallo,

dann muss man das Impulsverhalten jenseits der Anstiegszeit wohl experimentell bestimmen. Dazu braucht man aber erstmal eine Schaltung ,möglichst ohne Widerstand in Reihe, für die Fotodiode die geeignet ist Impulse von 0,1 nsec zu verarbeiten. Das entspricht dann ca. einer Bandbreite von 10 GHz. Davon ist die aktuelle Transimpedanzschaltung aber noch ein wenig entfernt. Und in dem Bereich kann es ganz andere parasitäre Effekte geben ...

Bernd Mayer

Hallo Bernd,

ich hab hier zufällig noch das Modell eines Fotoempfängers in Basisschaltung mit billigstem BF450, da hat der Kollektorstrom eine Rise- und Falltime von ca. 1 nS, ohne Diodenkapazität von 40 pF dann ca.

500 pS. Zumindest in der Simulation sieht dieser Ansatz sehr gut aus, um sehr kurze Schaltzeiten zu realisieren. Das Signal ließe sich so auch mit 50 Ohm-Leitung problemlos ohne Verzerrung transportieren.

Als Vergleich habe ich mir mal den schnellsten mir bekannten Current-Feedback-OP El5166 (Elantec/Intersil) angesehen und den TL081 durch ihn ersetzt. Mit seinen 1.4 GHz Bandbreite sieht es so aus, als wäre eine vergleichbare Schaltzeit möglich, jedoch fallen in der Simulation gravierende Stabilitätsprobleme auf.

Das ist auch der Grund, warum ich die Basisschaltung vorgeschlagen habe, die einfachsten Lösungen sind oft die besten. Vor längerer Zeit wurde ich mal gefragt, wie man Impulse im Bereich 5 nS mit Fotomultipliern erfassen könnte, da wurde dann auch die Lösung mit HF-OP in Transimpedanzschaltung ausprobiert, jedoch schwangen die dann. Die wollten die Blitze beim Durchschlagen von Hochspannungskabeln messen. Ich weiß nicht, was daraus geworden ist, mit meinem heutigen Wissen hätte ich da eine diskrete Schaltung vorgeschlagen.

mfg. Winfried