Die Crux mit der Eingangsimpedanz JFET höhere Freque nzen u. eine Lösung

Beispiel Eingangsimpedanz BF556A in Drainschaltung:

373 Ohm parallel 0.8 pF bei 100 MHz - eine mittlere Katastrophe
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Vielleicht kann das der eine oder andere gebrauchen.

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Leo Baumann
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Am 12.09.2016 um 18:30 schrieb Leo Baumann:

Hallo,

solchen Simulation nicht erkennen. Wenn man die Schaltung aufbaut und

Bernd Mayer

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Bernd Mayer

Am 12.09.2016 um 18:42 schrieb Bernd Mayer:

Und eben das macht Leo nicht. Die beste Simulation ist der reale Aufbau!

--
---hdw---
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horst-d.winzler

Da gibt es auch Tricks, z.B diesen Gate-Spannungsteiler. R1 u. R4 liegen

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Leo

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Leo Baumann

Erst denken - dann schalten!

Leo

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Leo Baumann

Doch das mache ich auch - aber nachdem ich theor. alle Parameter erfasst habe.

Gutes Beispiel ist meine 2 GHz Breitband-Aktivantenne. Man betrachte das PDF zur Berechnung und Planung. Daraus konnte sofort ein Layout erstellt werden.

(siehe: Aktive Verikale Breibandantenne 100 MHz-2 GHz und das PDF mit den Berechnungen dazu - ganz ohne Spice :) )

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Leo

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Leo Baumann

Bernd Mayer schrieb:

Leo ist da sehr pragmatisch. Im Datenblatt vom OPA659 ist keine

hohe Impedanzen bei hohen Frequenzen, logo oder?

--
mfg Rolf Bombach
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Rolf Bombach

Ich meine hier mehr den Realteil der Eingangsimpedanz - der ist wirklich

Stimmt, im Datenblatt ist Ciss nicht angegeben.

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Leo

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Leo Baumann

Ausgangswiderstand. Es herrscht Anpassung.

Leo

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Leo Baumann

Frequenzen) - Ich hab's berechnet.

Leo

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Leo Baumann

diese Schaltung.

Auf Kosten des Betrages der Eingangsimpedanz wird die Eckfrequenz zu

SFET_rin.png

Leo

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Leo Baumann

sorry - falscher Link:

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Leo Baumann

sorry - immer noch falsch:

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Leo Baumann

Am 13.09.2016 um 22:05 schrieb Rolf Bombach:

Dazu kommts bei Leo aber nicht.

Das hat sich der Entwickler des Spice Modells wohl auch gedacht.

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Dieter Wiedmann

Siehst Du den kapaz. Anteil der Eingangsimpedanz in der Simulation nicht?

Oder kennst Du Dich mit Spice-Plots nicht aus?

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Leo

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Leo Baumann

... und die stehen im Subcircuit von Texas Instruments auch drin:

  • OPA659
*****************************************************************************
  • (C) Copyright 2009 Texas Instruments Incorporated. All rights reserved.
***************************************************************************** ** This model is designed as an aid for customers of Texas Instruments. ** TI and its licensors and suppliers make no warranties, either expressed ** or implied, with respect to this model, including the warranties of

** merchantability or fitness for a particular purpose. The model is

** provided solely on an "as is" basis. The entire risk as to its quality ** and performance is with the customer * ***************************************************************************** *
  • Header Modified on 2009-05-13
* ***************************************************************************** *
  • Released by: Analog eLab Design Center, Texas Instruments Inc.
  • Part: OPA659
  • Date: 2009-03-10
  • Model Type: PSpice
  • Simulator: PSpice 16.0.0.p001
  • Datasheet: Revised March 2009
* ***************************************************************************** *
  • OPA659
SUBCIRCUIT
  • HIGH SPEED MONOLITHIC OPERATIONAL AMPLIFIER
  • THIS MODEL SIMULATES TYPICAL VALUES FOR THE FOLLOWING:
  • SETTLING TIME, OUTPUT VOLTAGE LIMIT, INPUT VOLTAGE NOISE, INPUT BIAS CURRENT,
  • TYPICAL VALUES FOR INPUT OFFSET VOLTAGE AND OFFSET BIAS CURRENT,
  • CURRENT DRAW FROM POWER SUPPLY, OUTPUT IMPEDANCE AND LOADING EFFECTS
  • BANDWIDTH IS RIGHT IN GAINS OF +1V/V AND +2V/V
  • SLEW RATE IS SLOW FOR THE RISING EDGE AND FASTER FOR THE FALLING EDGE
  • THIS MODEL WILL NOT PROVIDE ACCURATE SIMULATION OF:
  • CMRR AND PSRR, INPUT CURRENT NOISE, DISTORTION, INPUT OFFSET, OPEN LOOP GAIN
*$
  • .SUBCKT OPA659 IN+ IN- Vcc+ Vcc- OUT
  • J1 86 N4 0129 NFET 16 J2 83 82 79 NFET 16 RDEG1 0129 0187 10 RDEG2 79 0187 10 Q4 HIZ VREF 83 PNP 2 Q3 20 VREF 86 PNP 2 Q6 HIZ 20 22 NPN 1 Q5 20 22 74 NPN 4 Q7 22 22 76 NPN 4 RM1 74 Vcc- 50 RM2 76 Vcc- 50 Cc HIZ Vcc- 2e-12 IB1 IN+ N4 DC 10e-12 IB2 82 0 DC 11e-12 Voff IN- 82 DC 200e-6

  • Input voltage noise source Rinoise N1 0 536 VCCVS1_in N1 0 0 HCCVS1 IN+ N4 VCCVS1_in 536

  • HIGH FREQUENCY SHAPING * EFRQS 077 0 HIZ 0 1 RFREQS 8 71 25 LFREQS 077 8 1.5e-9 CFREQS 71 0 3.5e-12 C0 IN- 0 2e-12

  • OUTPUT * Q2 71 71 46 PNP 3 Q8 71 71 18 NPN 3 Q9 Vcc+ 46 15 NPN 12 Q10 Vcc- 18 43 PNP 12 RBAL1 15 69 1 RBAL2 43 69 1

  • COMPLEX OUTPUT IMPEDANCE * RO2 69 0139 5 RO1 69 0143 5 CO1 0143 OUT 8e-12 LO1 0139 OUT 1e-9

  • Biasing

*V1 Vcc+ VREF DC 3.29 V1 Vcc+ VREF DC 2 I13 Vcc+ 0121 DC 1e-3 VCONT 0121 Vcc- DC 0 FDIFFP 0187 0173 VCONT 8 R16 0173 Vcc- 312 FCASC2 090 83 VCONT 8 FCASC1 092 86 VCONT 8 R18 Vcc+ 090 150 R17 Vcc+ 092 150 FEF2 18 Vcc- VCONT 3.35 FEF1 Vcc+ 46 VCONT 3.35 ECMRR 070 0 POLY(1) IN+ IN- 0 500e-3 500e-3 GCMRR 065 0 070 Vcc- -10e-9 RCMRR1 065 0 1e3 RCMRR2 065 0125 3e3 CCMRR 070 0125 100e-15
  • GEPSRR 058 0 Vcc+ Vcc- 100e-9 RPSRR3 058 0141 3e3 RPSRR2 058 0180 3e3 RPSRR1 058 0 1e3 CPSRR2 0141 Vcc- 1e-9 CPSRR1 0180 Vcc+ 100e-12

  • MODELS * .MODEL NFET NJF(VTO=-2 BETA=100E-6 IS=100E-16 RS=25 RD=25 AF=1 KF=4.0000E-17)

.MODEL NPN NPN AF=1 BF=100 BR=1 CJC=0 CJE=0 CJS=0 EG=1.11 FC=0.5 GAMMA=1E-11

+IKF=1E9 IKR=1E9 IRB=1E9 IS=1E-16 ISC=0 ISE=0 ISS=0 ITF=0 MJC=0.33 +MJE=0.33 NC= 2 NE=1.5 NF=1 NK=0.5 NR=1 PTF=0 QCO=0 +RB=240 RBM=190 RC=200 RCO=0 RE=0 KF=0.5e-14 +TF=0 TR=0 VAF=1E9 VAR=1E9 VJC=0.75 VJE=0.75 VO=10 VTF=1E9 +XCJC=1 XCJC2=1 XTB=0 XTF=0 XTI=3

.MODEL PNP PNP AF=1 BF=100 BR=1 CJC=0 CJE=0 CJS=0 EG=1.11 FC=0.5 GAMMA=1E-11

+IKF=1E9 IKR=1E9 IRB=1E9 IS=1E-16 ISC=0 ISE=0 ISS=0 ITF=0 MJC=0.33 +MJE=0.33 NC= 2 NE=1.5 NF=1 NK=0.5 NR=1 PTF=0 QCO=0 +RB=240 RBM=190 RC=200 RCO=0 RE=0 KF=0.5e-14 +TF=0 TR=0 VAF=1E9 VAR=1E9 VJC=0.75 VJE=0.75 VO=10 VTF=1E9 +XCJC=1 XCJC2=1 XTB=0 XTF=0 XTI=3

.ENDS OPA659

*$
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Leo Baumann

Das kann man sicher noch ein wenig anders zeichnen, um die Funktion noch etwas besser zu verschleiern.

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horejsi

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