Nur mal so am Rande, hilft Dir auf die Schnelle jetzt auch nicht weiter. Falls doch: Selbst Sampling Scopes leben mit einigen Prozent "Fuellrate" des Kondensators und der wahre Spannungssprung wird dann aus Messwert und vorherigem Wert nachtraeglich errechnet.
Wenn Du unbedingt hart puffern musst, geht das z.B. ueber einen npn-pnp Push-Pull Folger, der kernigen Ruehstrom hat und in die Gegenkopplung einbezogen wird. Selbst mit Wald- und Wiesentransistoren lassen sich beinharte Treiber bauen. Um eine hohe Versorgungsspannung kommst Du aber IME nicht herum.
Daran habe ich auch schon gedacht. Der Fehler ist bei einem "Capacitive successive ADC" ja eigentlich immer gleich und sollte sich deshalb zumindest teilweise rausrechnen lassen.
Ich muss ja nicht viel Strom treiben können. Aber stimmt, mit kernigem Ruhestrom dürfte der Ausgang prinzipiell härter sein, da die Ausgangsstufe dann nicht mehr in so starkem Maße auf die Gegenkopplung angewiesen ist, um den Pegel zu halten.
Dann natürlich nicht. Mal schauen, was wirklich notwendig ist, 16Bit brauche ich ja nicht.
ich habe noch was übersehen, der AD8618 ist bei meiner Betrachtung an der slewrate-Begrenzung gewesen. Mein obiger einfacher Vorschlag geht dann zwar auch, aber ich hab's doch noch mal etwas verbessert, siehe unten.
Langsamer wird eine Kompensation immer, es ist nur die Frage was Du optimieren willst.
Ich zeige nochmal, wie man generell Buffer und speziell diesen hier kompensiert:
Bei max. Gegenkopplung ist die Kompensation schwierig, bei Valvo wurde diese Schaltung bis ins kleinste Detail aufwendig durchgerechnet, findet man heute _nirgends_ mehr. Ich beschreibe es mal vereinfachst:
R0 kann man so wählen, daß es dem Innenwiderstand des OP entspricht. Dann gibt es diesen Zusammenhang:
Rr*Cr>>4*R0*CL für Stabilität,
empfohlen wird
Rr*Cr ~40..60 *R0*CL für Stabilitätsreserve,
ich habe 40 genommen. Rr und Ri habe ich Pi mal Daumen zu 470 Ohm angenommen, damit der Einfluß der Kapazitäten gering bleibt. Damit habe ich Cr=150 pF eingesetzt.
Ohne Rk und Ck und kurzgeschlossenem Ri erreicht man dann ca 1 uS Einschwingzeit auf 16 Bit, zumindest simuliert, bei großen und kleinen Sprüngen.
Jetzt zu den Dioden. Ohne die wird bei steiler Rechteckflanke die Differenzeingangsspannung des OP über absolut maximum rating angehoben, was zur Zerstörung führen kann. Die Diodenkapazität wirkt sich negativ aus, also berücksichtigen.
Ri, Rk und Ck dienen zur Frequenzgangkompensation von normalerweise nicht 1-stabilen OPs. Damit läßt sich aber auch hier die Resonanzspitze im Frequenzgang glätten. Mit
Rk=Ri+Rr ungefähr
und experimentell ermitteltem Ck=330 pF ist der Frequenzgang praktisch flach bis ca. 20 MHz. Die Einschwingzeit auf 16 Bit verlängert sich dann natürlich auf knapp 3 uS.
Ich weiß nicht, was Dein AD-Wandler genau macht, hab ich mir nicht angesehen. Aber angenommen, CL wird kurzgeschlossen und der Kurzschluß dann aufgehoben. Der leere CL hat praktisch die gleiche Einschwingdauer, als wenn man das Eingangssignal sprungartig verändert hätte. Aber ohne Dioden wäre der Op möglicherweise kaputt.
Man kann natürlich auch an Rq einspeisen, ist aber unendlich hier und ich habe diesen Fall nicht untersucht.
Ich weiß nicht, ob das Simulationmodell eine Erholzeit des OP, berücksichtigt. Wenn nicht, kann man nur hoffen, daß die Dioden da etwas verbessernd wirken, sonst käme die in der Einschwingdauer hinzu. Schottydioden wären noch besser, Ich nahm früher Germanium, nur ist der Vorrat an AAY21 allmählich alle.
Na ja, bedenke aber, daß der Frequenzgang erstmal eine sehr große Resonanzspitze enthält, die Dir die Genauigkeit einer Zeitfunktion schon vor dem Abtasten sehr stark verringert, so wie das ein Antialias-Tiefpaß dann auch noch tut.
Ich habe es so verstanden, daß Du den Abtastvorgang frei von nichtlinearen Effekten haben möchtest, das müßte die Variante auch ohne Rk und Ck tun.
Danke für die Mühe, wäre aber nicht nötig gewesen.
Rq wird es nicht geben bzw. ist unendlich. Das Ding ist ein Spannungsfolger
Die originale Quelle ist sehr hochohmig, im oberen kOhm-Bereich.
Reicht ja völlig aus.
Aber wohl nicht auf die Stabilität, eher auf die Grenzfrequenz.
Zu lang. Obwohl, für 14 Bit könnte es dann reichen.
Der AD-Wandler legt die 32pF für ca. 2µs an den Eingang (samplen). Dann wird der wieder von der Außenwelt abgeklemmt und mit der Messung begonnen. Während der Messung liegen noch ca. 4pF am Eingang. Das spielt für die Messung selbst aber keine Rolle.
Was da genau passiert, ist die Frage. Die Spannungsspitze ist ja extrem kurz. Könnte natürlich sein, dass der OPV bei Überschreitung der 3V falsch funktioniert und in einem phase reversal o.ä. landet. Das wäre fatal.
Bei Schottkys könnte mir der Leckstrom Probleme machen. Obwohl ja eigentlich keine Spannung über ihnen liegt. Naja, dann also doch kein Problem. Doppel-BAT54 drüber und gut ist.
Die Abtastrate wird weit unter 100kHz liegen, eher im 10kHz-Bereich. Auch das Signal wird keine höherfrequenten Anteile enthalten. Den schnellen Op-Amp brauche ich ja nur zum Treiben der 30pF.
Ich möchte vor allem verhindern, dass ein zu schwacher Op-Amp die 30pF in der kurzen Sample-Zeit nicht vollständig auflädt und somit Genauigkeit verschenkt wird.
Nochmal danke für die Mühe. Die Simulationsarbeit sollte ich eigentlich selbst machen, nicht Du. Bevor ich lange suchen muss, hast Du gerade den Link zum Spice-Modell da? Dann kann ich morgen im Geschäft gleich loslegen.
Den wird man auch nicht für die max. Sampling-Frequenz dieses ADC einsetzen. Aber für DC-Messungen/10kHz und optimal angekoppelt käme er grad noch so in Frage - sofern er Rail2Rail die Linearität für 16/14bit liefern kann.
Die S&H-Kondensatoren werden auch beim ADC Typ mit identischen C's am DAC nur durch den Comparator-Eingang belastet. Mehrere S&H Kanäle werden nur umgeschalten. Das wäre sonst ziemlich komisch und man müsste extreme Treiber verwenden. Ggf. dieses Bild klarer:
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Denke, man muss bei nur 10ksps pro Kanal gar nichts besonderes rückrechnen oder noch stärker puffern.
Die S&H-Kondensatoren sind nur kurz während der Hold/Conversion-Phase off (LTC1867: 3.7µs max, 4pF) und haben dann z.B. 100µs Zeit das Leak zu regenerieren (32pF aus den z.B. 2000pF und dem OP-Nachschub). Bei den Tau's hier eine Unendlichkeit. Auch recht tröge OPVs mit richtiger Ankopplung (zumindest RC) solltens tun.
Wahrscheinlich gibts in dem Fall hier gar kein Problem, und es wäre nicht mal die fehlende RC-Anpassung aufgefallen (sofern am Signaleingang gefiltert wird), da Leak und Between-Conversion-Zeit wohl weit jenseits des kritischen Bereichs sind. Man wird bei einer Testmessung vielleicht einfach ein (verifiziert) digitales scharfes Rechteck an legen und der ADC-Output sollte tadellos folgen. Je nach Signalquelle brauchts vielleicht auch die Pufferung gar nicht.
Habe das noch in Erinnerung - vor kurzem "digitales" bei ~40ksps bzw. 80ksps / 10bit (16bit braucht diesbezüglich auch nur 1.6x mehr "Tau's" Spielraum) - aber recht hochohmig (2k) ohne Puffer und besondere Maßnahmen gemacht und es waren entweder 0 oder 1 Sample Zwischenwerte an den Flanken festzustellen, ansonsten nur scharfe "digitale" Werte. => Bei den wenigen zufälligen mit 1 Zwischenwert (im Mittel in der Mitte) hat der ADC es schlicht am Anstieg "aufgelöst". Wenn es ein Problem der ADC-Fütterung wäre müssten jedesmal Zwischenwerte festzustellen gewesen sein.
Meine zu verstehen, dass Du Sorge hast, dass binnen 1..2µs der S&H
30pF über riese Spannungsbereiche umgeladen werden muss - bei jeder noch so langsamen Sampling-Frequenz. Das ist aber unbegründet - sonst hätte man ja bei so ziemlich jeder langsamen Popel-AD-Messung auch ein riesiges Treiberproblem. Man hat die gesamte Between-Conversion-Zeit (für jeden Kanal sogar extra) um das (kleine) Leak auszugleichen.
Im LT-Blatt steht auch "The input is sucessively compared with the binary weighted charges supplied by the differential capacitive DAC.". Compared - nichts von einer massiven Belastung. Was bei dem anderen Paper da als "Vin" direkt auf irgendwelche Kapazitäten geführt scheint ist etwas anderes - oder ganz gruselig. Wohl bei so ziemlichen allen koscheren ADC-Typen wird S&H nur auf Komparator-Eingänge geführt. Bei Mehr-Kanal MUX per Analog-Schalter der jeweilige S&H auf den einen Komparator. Bei Flash-Wandlern (High-Speed-Oscis) halt auf z.B. 256 Komparatoren gleichzeitig.
Diese Zeit ist als Min-Zeit angegeben: ~2µs (min Acqu.) + ~3µs (max. Hold/Conversion) = 5µs = ~max. Sampling-Rate 200ksps.
Erst wenn man an die min Ac.Time herankommt, heisst das, dass z.B. nur noch etwa die halbe Netto-Zeit zur Verfügung steht um das Leak - v.a. die mittlerweile während der Hold/Conversion-Zeit geänderte Eingangsspannung - am S&H-Kondensator wieder auszugleichen. (In der vollen Between-Sample-Zeit müsste es der OPV sowieso schaffen, auch bei theoretisch 0 Hold/Conversion-Zeit) Erst in diesem extremen Bereich, wenn also das Eingangs-Signal sich während der 3µs Conversionzeit merklich ändert, kommt es dann auch zu den kleinen Umladungs-Rückschlägen, zu ggf. unkompensierten Schwingungen etc., die binnen der Sample/Between-Conversion-Zeit wieder auf x bit ins Reine gebracht werden müsste.
die Auffrischung ist auch für mich nützlich, da es Schaltungen gibt, deren Eingänge rein kapazitiv sind, vor denen nimmt man sonst erstmal Abstand.
Dann mußt Du Rk,Ck und die Dioden weglassen, sonst wird's vermutlich instabil.
Kommt drauf an, auf beides.
Diese Kompensation würde man z.B. bei einem Filter mache, stelle ich mir vor.
Phasenumkehr macht der laut Analog Devices nicht, aber es könnte was durchknallen, steht jedenfalls sinngemäß im Datenblatt unter absolute maximum ratings.
Mit hochohmiger Quelle kannst Du keine Dioden nehmen, wird instabil.
Ich würde mal simulieren, was beim Zuschalten eines leeren CL=30 pF passiert:
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IMHO ist der AD8618 schnell genug, nur die Differenzspannung sieht etwas problematisch aus hier.
bei mir nicht, wenn ich einen Sprung von 4 V draufgebe. Den Offset verstehe ich auch nicht, widerspricht dem Datenblatt, den Grund kann ich im Modell nicht sehen, wird wohl ein Fehler sein.
An LTspice liegt es nicht, auch PSPICE liefert +1.7mV Offset. Der Offset ändert sich übrigens mit der Versorgungsspannung. Außerdem hängt er auch von der Eingangsspannung ab(->Nichtlinerität). Ich wundere mich warum die sowas in das Modell packen.
Ich schalte per BSH114 einen leeren 30pF-Kondensator an den Ausgang. Da ist der Op-Amp dann sehr schnell. Das Nutzsignal selbst ändert sich nie so schnell.
beim 80C535 gibt es 8 gemultiplexte Eingänge und dahinter 1 S&H-Schaltung. Unter der Annahme, daß das Hold-C direkt hinter dem Multiplexer läge, träte genau Dein Problem auf, nämlich das Aufladen auf nacheinander 8 unterschiedliche Spannungen. Da aber die Hersteller meist keine Angaben machen, steht man meist im Dunkeln. Das was bei LT steht, scheint aber darauf hinzudeuten.
Naja, durchknallen wird nichts, wenn die zulässige Spannung für ein paar Nanosekunde um ein paar Prozent überschritten wird (ich hab ja nur
3,6V), es sei denn, er lockt sich in diesem Zustand dann fest. Aber ich werde es nicht drauf anlegen. Nach neuesten Erkentnissen (Robert hat mich auf den richtigen Weg gebracht), reicht ein AD8630 wahrscheinlich aus. Der ist langsamer aber viel genauer und macht bis zu 5V differenziell mit.
Stimmt, gerade mal gerechnet: Die 10pF einer BAT54 machen zusammen mit
100kOhm schon eine Grenzfrequenz von 159kHz. Aus dem Bauch heraus hätte ich mich da ordentlich verschätzt.
Genau das hatte ich ja schon gemacht und nur das hat mich bisher interessiert (nur keiner hats kapiert :-))) )
Wenn Roberts Annahmen stimmen, dann reicht der AD8630 auch aus und ich schaffe mir ein paar weitere Probleme aus der Welt, z.B. die hohe spannungsabhängige Offset-Spannung.
wenn Du die einfache Methode nimmst, 50-200 Ohm vor CL zu legen und den zuzuschalten, geht der OP nicht in die slew rate Begrenzung und schwingt schneller ein, das spart auch die Dioden. Bei 30 pF ist offenbar noch kein größer Aufwand nötig.
im Prinzip habe ich nichts dagegen, weil ich auch schon mit modulierten Offsetspannungen zu tun hatte. Mich wundert nur die Größenordnung, weil im Datenblatt was von 65 uV steht. Ich hatte aber keine Lust, den Innenaufbau genau aufzunehmen.
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