man tradet halt höhere Speed bei niedrigen Outputs gegen Verbrauch, Speed bei mittleren Outputs. Deshalb naja..
Schwingen würde er nur wenn die Rückkopplung verzögert wird. Ansonsten fängt der erste C den Rückschlag noch weit effizienter ab (und dämpft eher noch Hochfrequenz/OPV-Einschwingen). In der Vorwärtsrichtung hat man bei z.B. Z = 5 Ohm keine nenneswerte zusätzlich Zeitkonstante. Kann also sogar größer dimensioniert werden als der C am ADC.
Die wirksame Schaltkapazität bzgl. des Spikes wird nicht genau genannt - ist aber dennoch da:
"The inputs draw only one small current spike while charging the sample-and-hold capacitors during the acquire mode."
Es wird dennoch das Stütz/Filter-RC / CRC nötig um diesen Schalt-Spike vom OPV wegzuhalten und um beim Umschalten aus dem äußeren C direkt zu puffern statt voll aus dem OPV. Mit den genannten Größenordnungen sollte das dann kein Problem sein
Es gibt doch OPs die auf kapazitive Last ausgelegt sind, da gehts zwar meist um Stabilität aber vielleicht ist auch einer dabei der schnelle Umladung schafft. Das die Versorgung das mitmachen machen muss sollte klar sein.
Ansonsten vielleicht eigene S/H-Bank basteln, zeitversetzt betreiben und Muxen. Analogschalter für den Spannugsbereich gibt es schön niederohmig.
Leider hat LT nicht die innenschaltung abgedruckt. Es gibt durchaus differenzielle S&H-Strukturen, die mit 2 oder 4 Hold-Kapazitäten arbeiten. Das bedeutet also zunächst gar nichts. Die Tatsache, dass aber die einzelnen Kanäle auch einzelnd und nicht nur differenziell aktiviert werden können und die Tatsache der doch sehr kurzen Samplezeit würd ich eher dahin deuten, dass der S&H hinter dem Mux sitzt.
Da können auch eigene Zwischentreiber und Zwischenkapazitäten im Chip sein, oder sonst was, und es kann ganz anders sein als man denkt, dass man denk, usw. LT baut gute ADC's - muss aber ja nicht alles verraten ... Die Tatsache, dass 'low impedant source kein Problem', die 50Ohm Größenordnung zusammen mit dem C genannt wird und der MUX sonst kommentarlos bleibt, besagt zunächst einfach, das man sich nicht zusätzlich vorab den Kopf mehr zu zerbrechen braucht als die Designer von LT selbst - bevor man nicht wenigstens einen Test davon gemacht hat. Gibts nicht gar ein Simulations-Model der Eingangsstufe? Manchmal bestehen die Probleme einfach nur in zuviel Denken :-)
Den ersten C am OPV per CRC-Glied würd ich dennoch empfehlen. Denn dann gibts keinen Sprung am OPV; auch keinen kleinen wie bei bloßem RC; sondern er bleibt immer "online".
Bei einem CRC mit 1000pF-50Ohm-1000pF (Tau ~= 0.05µs) variiert extrem bis vielleicht 4000pF-20Ohm-4000pF sollt es keine Problem geben.
An die Kanalumschaltung kommst Du sowieso nicht direkt drann, das muss ja erst Bit für Bit durch das serielle Interface durchgereicht werden. Da wird die Umschaltfrequenz nicht so toll werden, jedenfalls nicht wie die sample rate.
Was bedeutet direkt: Der OpAmp hat einen Ausgangswiderstand und der R ist einfach ein weiterer vor dem C am & im ADC. Der Zweck des RC ist zunächst das Filtern vorwärts zum ADC - so ists auch im Datenblatt des ADC soweit als Filter benannt. Der R schirmt aber den "kleinen Rückschlagspike" aus dem ADC, der hier Thema ist betreffs der 14bit+X Auflösung und dem Muxen, prinzipiell nicht in seiner Sprunghaftigkeit ab. Auf dem C vor dem ADC entsteht ein kleiner Sprung, und der gelangt ohne den vorderen C des CRC zunächst auch sprunghaft an die Gegenkopplung des OPV - wenn auch sehr klein, würde er die Regelung des OPV sprunghaft auslenken und entsprechende Sprungantworten würden folgen. Der erste C im CRC verhindert dies so gut wie vollständig, da keine Sprünge zurückkommen. Dies ist der Zweck des CR: Filtern rückwärts.
Nun würde man auch keinen 100MHz Höllen-OPV an diese Kapazitäten hängen. Thema ist ja ein langsamerer OPV mit Priorität auf anderen Qualitäten (und ggf. Preis). Es geht hier um ein 10kHz Signal.
Es gibt eine bestimmte Grenze ab der die Rückkopplung stärker verzögert wird als die innere Mimik des OPV ist, dann schwingt es tatsächlich. (Wo bei dies ein Zusammenspiel von parasitären Induktivitäten, Widerständen, der Geschindigkeit des OPV und dem C ist - liegt nicht am idealen OPV+C Verhalten). Vorher - bei den hier diskutierten Größenordnungen - schwingt es nicht. Das ist ein Phasenübergang.
Man kann damit anfangen. Wenn das Rückschlagen aber ein echtes Problem ist, wird man den Rückwärtsfilter einsetzen und entsprechend dem Bedarf rauffahren. Man könnte das Verhalten z.B. noch verbessern durch Aufteilung in ein RCRC usw. usf. Das wirkt dann wie ein Reinigungsbecken vorwärts und rückwärts.
Irgendwie sind Deine Ansätze doch mehr als seltsam. Ich will den Op-Amp ja nicht vor dem ADC schützen. Und ob der Op-Amp den Rückschlag bekommt oder nicht ist mir ziemlich egal. Der Op-Amp soll einfach nur ein hartes Ausgangssignal liefern. Und wenn er das nicht kann, ist es für diesen Fall der falsche Op-Amp. Wenn ich mir aber solche CRC-Glieder da reinbaue, dann kann ich ganz sicher davon ausgehen, dass der ADC-Eingang nach einer µs ewig weit vom Sollwert weg ist. Sämtliche RC-Glieder machen einen Ausgang nur weicher. Oder würdest Du an ein Labornetzteil einen RC anschließen, damit die Ausgangsspannung stabiler wird und Lastschwankungen schneller ausgeglichen werden können? Das ist völliger Unsinn!
Außerdem ist es in einem professionellen Design sehr wohl sinnvoll, dass man sich vorher Gedanken über eventuelle Probleme macht und Möglichkeiten sucht, diese von vorne herein zu umschiffen. Man ersprat sich dadurch ein Redesign, welches einige Wochen kostet (neues Layout, Fertigung der LP, Bestückung, ...). Deine ganzen Vorschläge sind nur so aus dem Bauch heraus. Die Simulation zeigt, dass jedes C und R und auch Kombinationen das Nachschwingen verstärken und der ADC-Eingang erst nach ewigen Zeiten den Sollwert einigermaßen genau erreicht.
Da mir das nicht ausreicht, werde ich Linear nochmal anschreiben und nach der genauen Eingangsbeschaltung des ADCs fragen. Ich habe da inzwischen einen Kontakt zu einem hilfreichen FAE, der mir bei zwei weiteren Unklarheiten im Datenblatt helfen konnte.
Wenn ich da weitere Infos erhalte, kann ich ja eventuell nochmal simulieren und notfalls muss ich halt Einzel-ADCs verwenden. Da ist dann auch nochmal Rücksprache mit dem Kunden notwendig.
Kein OPV kann bei einem Strom-Spike / Spannungssprung am Ausgang mittels seiner Verstärkungseigenschaft allein ein hartes Ausgangssignal liefern - wie Du ja selbst bei dem Sim-Versuch eines direkten Anschaltens der 30pF gesehen hast. Wenn Du das nur mit einem immer brutaleren HF OPV bekämpfen willst, ist das eine Materialschlacht die trotzdem nicht zu gewinnen ist.
Dies ist die Aufgabe eines Rückfilters. Der kann kann Problemlos den Sprung eliminieren und der Op-Amp muss keinen Sprung ausregeln sondern nur mit dem Saft entsprechend des Ausgangswiderstands (+50 Ohm) nachschieben.
Ja weicher - aber bezüglich des Saft-Nachschubs haben deine Zeitkonstanten ja noch viel Luft dafür - das ist ja nicht das Problem: Bei R*C = 50Ohm * 1000pF = 0.05µs hast Du immer noch 20 Zeitkonstanten in deiner 1µs. exp(20) ist ja immer noch unendlich
- wie schon gesagt.
( Annnäherung an den Sollwert: (ist-soll)/soll = 1/exp(20) )
Dafür kann aber nun der ADC-Schalt/Load-Spike nur noch stark untersetzt zum OPV zurück. Wenn nun vorne noch ein C drin wird er den Sprung in U(t) wegnehmen (und nur noch ein bedeutungsloser Sprung in dU(t)/dt bleibt bei einem CRC oder RCRC)
Selbst das macht Sinn, je nach dem um welche Frequenzen und Lasten es geht und in jedem solchen Netzteil ist ja eben ein solcher RC mit sehr sehr dickem C im Vergleich zu den C's hier bekanntlich schon drin. Man tut je nach Anforderung noch Filter dahinter.
(Bei Spannungsregler mit dickem C dahinter, geht man allerdings auf die andere Seite des Resonanzmaximums des Regelkreises - bei immer größeren C's hat man lange bzw. stabile Schwingungen die aber immer kleiner werden. Jeder Spannungsregler mit Elko dahinter schwingt im Prinzip recht lustig - nur sehr klein. )
Natürlich. Dabei Simulation nutzen und kritische Schaltungsteile real evaluiern, iterieren. Denken allein bleibt oft zu lustig. Denken ist eher da um Fehler=Neues zu machen :-) Entscheiden tut das Ergebnis. Wir wissen nicht um welche Signale und Endergebnisse es letztlich geht. Aber oft kommt auch aus der Anwendung noch eine erheblich Erleichterung. Und das sieht man durch frühzeitiges iterieren. Z.B. wenn die Messergebnisse durch Summen/Filter etc. entstehen und keine extreme Dynamik da ist bzw. ein angepassbares Gain, dann sind oft diese hohen Bit-Genauigkeiten nur Fleissarbeit. Es gibt wenig Anwendungen abseits von Audio, wo sowas wie 10kHz Signale +
14bit Dynamik + Messwertintegration zusammenkommen. Kurzpulsiges vielleicht. 20000EUR Log-In Verstärker die graue Katzen in grauem Nebel sehen würde man nicht mit 3.7V unipol versorgen...
Diese etwas verlängerten Schwingungen wenn C1 + OPV-Charakteristig an den Punkt der Resonanz sich langsam annähern, sollten aber im Bereich der Sprung-Slew-Zeiten sein. Nicht im Bereich der 10kHz. Ggf. C1 erniedrigen.
1µs Sprünge gibt es aber mit CRC oder RCRC nicht mehr am OPV. Mit dem RCRC könnte auch dies noch verbessert werden - obwohl es sich kaum mehr in besseren Messergebnissen niederschlagen wird, sonder eher kosmetisch wirkt. Das Nachschub-Tau ändert sich kaum wenn Sum(R) und Sum(C) etwa in der im Datenblatt genannten Größenordnung bleiben.
Wie ist es denn konkret z.B. mit 20Ohm-1000pF-20Ohm-1000pF. Am Eingang 10kHz Signal. Wenn Du da dann wiederum Dein
30pF-1µs-Schaltsim.experiment am Exit machst (in Wirklichkeit ist die Schaltkap. wohl wesentlich geringer), kann ich mir vorstellen, dass man schon mit einem ziemlich trögen OPV locker
14bit-taugliche Ergebnisse kriegt.
Klar, wenn Du von da die Auskunft kriegst. Vermute, die werden einfach kurz aus dem Datenblatt repetieren, dass OPV+50Ohm+2000pF+ADC scho basst - prosst. Kannst evtl. gleich in die advancte Diskussion einsteigen mit der Frage, ob obiger RCRC eine weitere Verbesserung bzgl. Schalt/Load-Spikes bringt.
"Michael Rübig" schrieb im Newsbeitrag news: snipped-for-privacy@mid.individual.net...
Hallo Michael,
Volle Zustimmung zu deiner Meinung. Die 30pF sind der erste Kondensator des A/D-Wandlers mit kapazitiv gewichteten Kondensatoren. "They consist of a 12-/16-bit, 175ksps capacitive successive approximation A/D converter,..." Dies bedeutet, dass bei jeder Wandlung die 30pF neu aufgeladen werden müssen. Dafür sind im Timing ca. 2us reserviert.
Das habe ich auch in meiner Simulation festgestellt. Und langsamere Opamps kingeln noch viel länger nach. Für obigen A/D Wandler ist es sicher notwendig, dass der Opamp- Ausgang in weniger als 0.5us(1us?) sich wieder auf den exakten Wert eingestellt hat, damit der Kondensator im A/D-Wandler noch Zeit hat, sich auf den vollen Wert zu laden.
Der A/D Wandler hat eine -3dB Bandbreite von 1.25MHz. C=30pF
-> R=1/(2*pi*1.25e6*30e-12)=4.1kOhm
-> Tau=R*C=120ns Für 16bit braucht man mehr als 10*Tau. Für die letzen Millivolts sind natürlich nicht mehr so viele Tau erforderlich.
Auf ein generelles Problem von Rail-to-Rail-Verstärker möchte ich noch hinweisen. Es gibt immer einen "Sprung" in der Eingangsoffset- spannung bei einer bestimmten Eingangsspannung, z.B bei 2V bei deinem gewählten Opamp. Die Änderung kann durchaus
200uV betragen. Das schadet natürlich der Linearität. (Siehe Datenblatt Abbildung 28)
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Der von dir gewählte Opamp ist dabei noch einer der in diesem Punkt deutlich besser ist als die anderen die ich diesbezüglich schon mal angeschaut habe.
Kommt auf den AD Wandler an. Bei meinem letzten Design mit SPI Wandler sass ein AD7928 drin und der kann auf automatisches Sequenzwandeln geschaltet werden.
Bin mir nicht ganz klar, was Du damit meinst. Für mich sind die 30pF die Kapazität des Sample&Hold Kondensators. Der wird nach den 2µs wieder vom Signal abgekoppelt und daraus wird dann der Wandler versorgt. Irgendwie auch logisch, dass der bei hochbittigen Wandlern größer sein muss, da er seine Spannung während des Messvorganges um weniger als 1/2^16tel ändern darf.
Beim Sample&Hold-Kondensator sollte die letzte gemessene Spannung zumindest teilweise noch enthalten sein.
genau meine Meinung.
Und obige Rechnung gilt natürlich nur, wenn das Eingangssignal knallhart ist.
Warum?
Der Hinweis ist auch sehr wichtig. Ich konnte mit der Grafik bisher nichts anfangen aber jetzt kann ich sie deuten. Danke.
"Michael Rübig" schrieb im Newsbeitrag news: snipped-for-privacy@mid.individual.net...
Hallo Michael,
Die Wahrhheit soll siegen, sonst lernen die Mitleser am Ende noch das Falsche.
Nein, das ist sie beim "Capacitive successive ADC" per Prinzip nicht. Da wir jedesmal neu geladen.
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Der Kondensator im ADC braucht immer diese Zeit, da er vorher immer "leer" ist. (Ok, wahrscheinlich auf Vref/2 geladen.)
Nehmen wir an der ADC-Kondesator und der Opamp sind schon auf 2.000V und jetzt zuckt der Opamp nochmal auf 2.001V. wenn jetzt eine Genauigkeit von 50uV benötigt wird, dann reichen dafür Tau*ln(1000uV/50uV)=3*Tau und nicht wie beim großen Sprung Tau*ln(2000000uV/50uV)=10.6*Tau.
Das liegt übrigens daran, dass ab 2V in diesem Fall die NPN- Differenzstufe die Verstärkung übernimmt. Bei höherer Versorgungs- spannung liegt auch die Schwelle höher.
habe mir den OP mal angeschaut, der braucht die 0.5 uS wegen seiner slew rate für einen vollen Sprung, danach schwingt er als Buffer über. Es gibt für die Kompensation von großen Lastkapazitäten verschiedene Techniken, die jedoch bei Buffern mit so kleiner Lastkapazität 30 pF schlecht greifen, das Überschwingen ist nicht zu beseitigen. So wie der AD8618 aussieht, schlage ich 50-200 Ohm in Reihe zum Ausgang vor, aber _nach_ der Gegenkopplung, dadurch wird die Stabilitätsreserve noch erhöht. Die Einschwingzeit auf 16 Bit scheint zumindest nach Simulation ca. 1 uS zu sein, wenn Dir das reicht.
Es gibt auch für große Lastkapazitäten vorkompensierte OPs, weil keiner mehr weiß wie das geht. Nur dürften die entsprechend lahm sein.
Wie willst Du das messen, mit einer FFT? Ich meine zu verstehen, daß Du unerwünschte spektrale Komponenten durch diesen Einschwingvorgang vermeiden willst, Mischeffekte oder dergleichen.
Hab aus Interesse mal den Simulator dazu angeworfen. Bei einem OPV 30pF am Exit schalten - z.B. Optimum einfaches RC liegt bei 30Ohm und 1000pF: diese dann verteilen auf RCRC. Bei Gleichverteilung auf 15Ohm, 500pF, 15Ohm, 500pF scheints dann am schnellsten den Exit auszuregeln/reloaden. Warum weis ich nicht.
Sehr interessant. Ich frage mich dann allerdings wie der im Datenblatt vorgeschlagene 200kHz Op-Amp (LT1490A) auch nur annähernd eine auf 16 Bit genaue Messung ermöglichen soll. Der schafft das in 2µs nie!
Ich meinte damit, dass nach 120ns der gesampelte Wert nur dann stimmt, wenn der treibende Op-Amp da knallhart bleibt. Ist er etwas langsamer, dann dauert es halt länger, bis die Endspannung erreicht ist oder sie wird eventuell gar nicht erreicht.
Dachte ich mir schon. Ich werde die ganze Auslegung nochmal überdenken müssen.
Danke für die schlüssigen Erklärungen (habe ich bisher in diesem Thread etwas vermisst)
Ist ja auch nicht unbedingt schlimm, wenn er rechtzeitig den Endwert erreicht.
Das müsste reichen. Ich werde auf der ersten Leiterplatte verschiedene Bestückungsvarianten vorsehen, dann kann man mal probieren. Aber ein Reihenwiderstand erhöht natürlich auch wieder das Tau beim Laden der 30pF
Vermutlich ein C über der Gegenkopplung. Wird halt langsamer. Will ich nicht. So große ist die Lastkapazität aber nun auch nicht.
Mit dem Oszi im AC-Bereich direkt am Eingang. Auf 16 Bit bekommt man das wohl nicht rausgemessen, aber man sieht wenigstens eine Tendenz, wie gut das Teil dann einschwingt. Um die ADC-Messung letztendlich prüfen zu können, muss man das mit DC mal testen und mit einem genauen Multimeter vergleichen. 16 Bit sind ja auch nicht gefordert und mit diesem Op-Amp auch utopisch.
Ich möchte einfach nur möglichst genau messen. Da gibts schon bei DC Probleme, wenn man nicht richtig treiben kann.
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