J'ai eu l'idée saugrenue de remplacer deux MOSFET de type IRFB4332 par des IPP051 dans un circuit de type push-pull et je claque un transistor en amont...
Mon circuit fonctionnait parfaitement avec les IRFB4332 (mais ils chauffaient un peu parce que leur Rdson est trop important). J'ai donc eu l'idée de les remplacer par des IPP051 qui ont un Rdson de 5,1 mR.
Je ne poste pas le circuit de commande en totalité, ça n'a pas beaucoup d'intérêt. La partie onduleur est disponible ici :
ftp://fermat.systella.fr/ONDULEUR.PNG
Quelques explications.
Les signaux CMD1 et CMD2 sont modulés en largeur d'impulsion à partir d'une horloge à quartz à 100 kHz. Le temps de garde entre les deux commandes est au minimum de 850 ns (j'ai vérifié au scope). Les signaux CMD1 et CMD2 sont en niveaux TTL 5V.
Le rail 14V est un 14V issu d'un régulateur linéaire (il n'y a quasiment aucune puissance tiré sur ce rail). Les sorties T+ et T- sont connectées à un transformateur dont le point milieu est à 28 Vdc.
C63 et C64 sont utilisés en bootstrap. Les deux étages push-pull sont là pour garantir une saturation correcte du second sans avoir un courant trop important entrant dans les signaux de commande (CMD1 et CMD2 sont issus de portes NOR à quatre entrées).
Les signaux de grille de Q48 et Q49 sont parfaits. Les fronts sont raides, les temps de montée et de descente réduits au minimum. Les snubbers sont bons en simulation (pas pu tester en grandeur réelle, mais ils fonctionnaient bien avec les 4332).
Le problème maintenant. À l'autre bout de la carte se situe une commutation de la masse générale du circuit (pour éviter d'utiliser un canal P ou une pompe de charge sur l'alimentation positive). Ce transistor est utilisé comme ceci :
ftp://fermat.systella.fr/SWITCH.PNG
Pas grand'chose à dire. PowerGND est la masse commutée. La source de Q12 est la masse de l'alimentation. C2 est issu d'un comparateur et peut monter à 15V (Vz de D19).
Si je retire les deux transistors de l'onduleur, Q12 fonctionne parfaitement bien, même avec tous les autres circuits fonctionnant sur la carte. Si je rajoute les IPP051, Q12 saute immédiatement (court-circuit entre grille et drain ou grille et source).
À noter la commande de l'onduleur est inactive tant que ce transistor n'est pas commandé (CMD1 et CMD2 à 0).
Et là, je ne comprends pas bien pourquoi il saute. Je n'ai normalement jamais plus des 40 V supportés par l'IRF40 à cet endroit-là. Je ne vois même pas d'où un transitoire pourrait débouler.
Je suis preneur de toute idée (je veux bien changer le transistor en question pour un IPP051 lui-aussi, mais d'une part j'aimerais comprendre et d'autre part, j'en ai commandé 50 et j'en ai eu... 6. Donc si je pouvais éviter de les griller...).
J'ai l'impression que s'il y a plantage de la commande et que CMD1 et
2 ne sont plus tirés la configuration aboutit à une conduction simultanée de Q49 et Q48 ce qui en l'absence de protection en courant n'est pas très safe.
Le 09-11-2022, Olivier B snipped-for-privacy@free.fr.invalid> a écrit :
Merci pour l'analyse, mais ça ne peut pas être le cas.
Les deux commandes sont générées à partir des deux sorties d'une bascule D et de deux signaux qui valent 0 ou 5V : - #RUN (passe à 0 lorsque tous les signaux sont propres) - #CC (passe à 1 en cas de court-circuit détecté en sortie).
Donc CMD1 et CMD2 valent : - soit 0 en condition de court-circuit ou lorsque les signaux ne sont pas encore stabilisés (#RUN à 1) ; - soit une modulation en largeur d'impulsion.
J'ai naturellement vérifié au scope ce qu'il se passe et ils ne sont jamais à l'état haut simultanément. Le temps de garde est correct lui aussi (850 ns, ça doit être suffisant).
J'ai mis sur le ftp un fichier COMMANDE.PNG.
V20 est toujours l'alimentation 28Vdc. TR50 est un signal triangulaire (à peu près entre 0,4 et 4,6 V). 2V5, comme son nom l'indique, c'est 2,5Vdc #RUN est in signal qui vaut 0 lorsque TR50 est stable (TR50 est un triangle généré à partir d'un quartz et d'un système avec un contrôle automatique de gain. Il faut 2 à 3 ms pour qu'il soit établi correctement).
Explications rapides : - U7B/C est un amplificateur d'erreur (FB est le feedback qui provient du secondaire du transformateur au travers d'un pont résistif. Le correcteur est uniquement R61, C41 et C40 dont les valeurs ont été fixées par tâtonnement). U7B est là pour pouvoir utiliser un pont résistif pour le feedback de grande valeur (c'est une alimentation haute tension, on a plusieurs MR dans le feedback et attaquer directement U7C n'est pas possible.) ; - U5B compare le triangle au signal d'erreur ; - D49 avec U7D et le pont diviseur D48/R57/R58 servent d'écrêteur (pour que la bascule U9A commute quelle que soit l'erreur). Avec les valeurs de R57 et R58, on arrive à un rapport cyclique maximal de 92% (temps de garde 850 ns pour un cycle de 10 us) ; - U5A, les transistors Q32, Q33 et Q34 ainsi que U6B servent de détection de court-circuit. Si l'erreur est toujours supérieure au maximum de TR50, la sortie de U6B bascule à l'état haut et reste bloquée dans cet état jusqu'à ce qu'un signal arrive sur RST. Le signal RST est généré par un circuit annexe lors de l'allumage de l'alimentation générale (V20). Une fois le contrôleur bloqué dans cet état, il faut couper l'alimentation amont pour le réinitialiser.
Lorsque le circuit démarre, on se retrouve donc avec : - #RUN qui passe de 1 à 0 (en quelques millisecondes). Ce signal est généré par une bascule D (donc il n'y a pas d'état batard indéterminé) ; - la sortie de U6B à 0 (et qui passe à 1 si la puissance en sortie est trop importante durant un peu moins d'une seconde) ; - les sorties Q et #Q de U9A qui commutent.
La conséquence est d'avoir deux beaux signaux CMD1 et 2 qui sont exactement ce que j'attends.
Ne pas oublier que ça fonctionnait parfaitement avec les transistors précédents.
Oui mais avec un RdsOn plus forte (et peut être des temps différents) qui pouvait dans une certaine mesure réduire le courant de crête durant des recouvrement et/ou éviter ces recouvrements.
L'absence des protetions habituelles sur les mosfet (pics negatif etc...) me laisse un peu dubitatif, c'est aussi source de mauvais comportements, c'est un montage industriel ?
Enfin, perso je mettrait une réisistance de puissance à la place du mosft qui claque afin d'essayer de mesurer les mics de courants sans claquer le matos.
Le 09-11-2022, Olivier B snipped-for-privacy@free.fr.invalid> a écrit :
Il y a les protections, mais sur une autre page. Il y a en particulier une protection thermique. Il n'y a pas besoin de beaucoup plus parce qu'il y a un derating important. Lorsque ça chauffe, les commandes se coupent. Que proposerais-tu de plus ? Les deux voies ne commutent pas plus de 10A sous 28V.
Sinon, c'est un montage industriel qui a abouti à l'atelier parce qu'il ne fonctionnait pas correctement. J'ai déjà corrigé tout un tas de trucs dans l'asservissement et les commandes, j'en suis au quatrième proto et ça fonctionne infiniment mieux que ce que j'ai vu arriver. Mais ce n'est pas encore tout à fait ça.
C'est plutôt un pic de tension qu'un pic de courant, début d'explication à suivre.
Je viens d'y aller à la hussarde.
J'ai tout d'abord changé le transistor qui claque par un IRF4332 qui tient 250V. L'alimentation ne démarrait pas, mais le transistor n'est pas mort. J'ai revérifié que jamais les deux commandes n'étaient à l'état haut simultanément.
J'ai alors carrément court-circuité les drain et source de ce transistor sur le PCB (j'ai limité la sortie de l'alimentation de labo à 2A). Là, miracle, c'est parti. Et ça fonctionne depuis deux heures. Je tire 40 mA sous 350 Vdc. Je ne monte pas plus, il y a un souci sur les pilotes des grilles.
Les anciens transistors pouvaient fonctionner sans résistance de grille. J'ai bêtement laissé ça comme ça et je pense que le problème vient de là.
Sur le schéma "onduleur.png", j'ai doublé l'étage de driver de grille. Pas pour me faire plaisir, mais parce que le signal en sortie du driver de grille n'était vraiment pas bon. Il y a aujourd'hui deux push-pulls alors que sur la version précédente, il n'y avait qu'un seul étage. Le temps de montée et de descente du signal de grille était limité par la saturation des BC337/327 qui faisait qu'on pouvait s'affranchir de cette résistance. Il était limité aussi par le translateur de tension (le 2222 en base commune). Il n'y avait pas non plus de capacité bootstrap sur les 2222. Sans ces deux capas, le signal est assez ignoble. Je passe le fait que pour obtenir une saturation moyenne, le courant passant dans les 2222 étaient assez proche du courant max admissible à l'autre bout de la ligne (porte NOR en 74HCT de mémoire).
Le fait est que maintenant, les signaux de grille sont trop propres et trop rapides. Il y a des suroscillations et le Vdsmax du 40B207 est trop faible pour les encaisser. J'ai aussi l'impression qu'il y a des pertes par les capas de Miller et qu'il faut amortir tout cela.
J'ai donc retiré le transistor fautif en modifiant un peu la commande pour que les deux transistors iIPP051 ne soient pas commandés tant que la tension d'alimentation n'est pas stabilisée. Ça fonctionne et ça évite d'utiliser un commutateur sur la masse qui m'a toujours conceptuellement dérangé car certains circuits se trouvent alimentés par V20, V14 et un GND sur la moitié du circuit, PowerGND étant à un niveau indéfini.
Je vais simuler demain les drivers de grille avec une résistance entre 3,3 et 10R pour trouver une valeur à peu près optimale entre la vitesse de commutation et les pertes.
Quand j'aurais fini, je ferai une photo de la carte, je pense qu'elle en vaut le coup !
j'ai précisé "pic négatif" donc à minima la résistance de gate pour Q48 etQ49, ainsi qu'un protection contre les surtention GS sur Q12
lorsque Q12s'ouvre D59/60 et C68/69 peuvent délester des pics de tension sur don Drain qui ne semble pas protégé contre cela, il fautait les connecter à la GND permanente ET protéger Q12
voilà :-) c'est la raison pour laquelle je te demandais si c'était de l'industriel, je trouve plutot léger le fait de se passer des quelques composants habituels autours des mosfet de puissance car cela provoque typiquement des dispersion de fonctionnements lorsque l'on change les composants par des équivalent ou mieux.
J'aurais ce montage à te proposer, je ne sais pas si l'idée te conviendrait mais j'aurais essayé :-)
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J'ai alimenté ce driver en 5V pour le "découpler" de l'alim du transfo, mais rien n'empêche de l'alimenter en 14V comme sur ton schéma original, juste revoir les valeurs des résistances R2 ; R4 ; R6 R6 impose les intensités dans Q3 ; Q6 ; Q1 R4 impose les intensités dans Q4 ; Q2 ; Q7 Temps de commutation (10 / 90 % ) 14V / 1.4 A = 2ms
Phase de conduction Mosfet : Q5 bloqué
Entraîne le blocage de Q6, dans le même temps, Q2 devient passant par R2, ce qui assure deux fonctions simultanées : La conduction de Q7 donc le blocage dynamique de Q1, ainsi que commande de Q4 qui va polariser la grille du Mosfet à 5V et le rendre conducteur
Phase de blocage du Mosfet : Q5 est passant
Entraîne le blocage de Q2, dans le même temps Q6 devient passant par Q5, ce qui assure deux fonctions simultanées, la conduction de Q3 donc le blocage dynamique de Q4, ainsi que la saturation de Q1 qui va polariser la grille du Mosfet à la masse et le bloquer.
si je suis passé à côté d'un truc, n'hésite pas à m'en faire part :-)
Le 17-11-2022, Gauloisjesuis snipped-for-privacy@maisnon.fr a écrit :
Salut le Gaulois.
Ne le prends surtout pas mal, mais ça me semble a priori inutilement compliqué.
Je garde néanmoins le principe dans un coin. 2 ms de temps de commutation, dans mon cas, ça fait beaucoup ;-)
Peux-tu partager la sortie spice ? Le fichier raw ou directement le chronogramme de la commande de la grille ?
Personnellement, je suis arrivé au driver suivant : ftp://fermat.systella.fr/SIM_DRIVER_MOSFET.PDF ftp://fermat.systella.fr/DRIVER_MOSFET_RAW.PNG qui donne une commutation en 300 ns, ce qui permet au mosfet de ne dissiper que 500 mW à 100 kHz (pour 10 A commutés).
La résistance de rappel de 10 kR est une résistance pour éviter d'avoir une charge statique au démarrage.
En fait, tu es passé à côté d'un truc important, mais tu es pardonné parce que tu ne pouvais pas savoir. ;-)
La carte en question est extrêmement contrainte. C'est une carte qui prend place dans un équipement industriel et qui est accouplée à trois autres cartes : - une batterie de condensateurs de 0,1 F (!) - deux cartes filles commandées par la carte principale et destinées à générer deux tensions flottantes de 600Vdc.
Le truc totalement délirant est qu'un équipement industriel soit produit avec une alimentation aussi moisie. J'espère qu'il n'y en a pas beaucoup dans la nature.
La liste des composants autorisés est ridicule (traversants, pas de composants évolués, j'ai dû négocier pour un MC34063). Le donneur d'ordre avait fait un premier proto qui claquait régulièrement, le truc était fait autour d'un transfo Wuerth qui faisait n'importe quoi (outre le fait que le design de la carte était moyen parce que tous les hacheurs étaient asynchrones et que les mosfets de puissance étaient polarisés en... 5V !). J'ai eu pour consigne de coller au plus près au design existant. J'ai fait un nouveau proto avec le même transfo, j'arrivais à tirer 20 mA à 450 V avant destruction des mosfets (le transfo Wuerth avait un _entrefer_ entre les deux primaires, ce qui n'était pas indiqué sur la doc, corrigée depuis). Autant dire que ça se mettait à osciller et ça oscillait d'autant plus vite que l'asservissement était fait sur la tension du point milieu du transfo par un hacheur qui voyait dans la boucle un transfo (à peu près inconnu), un redresseur avec un filtre CLC suivi d'un correcteur d'ordre 4 que je n'ai jamais réussi à corriger. La partie onduleur fonctionnait toujours à largeur d'impulsion constante.
Un autre proto avec un tore TDK bobiné à la main (rien que fabriquer et bobiner un fil de Litz pour encaisser 12A, c'était une joie...) fonctionnait un peu mieux, mais ça se mettait à osciller de partout, toujours pour les mêmes raisons de hacheurs asynchrones et de boucle d'asservissement totalement erratique.
J'ai donc tout cassé et j'ai fait du reverse sur le TL5001A pour obtenir les mêmes fonctionnalités (d'où la question que j'avais posée ici pour savoir si quelqu'un avait un modèle spice du TL5001), mais de manière synchrone et avec une sortie capable de commander un push-pull. J'ai fourni un troisième proto, mais pas industrialisable (composants côté composant et côté cuivre). Il fallait un contrôleur synchrone parce que la même horloge doit piloter les cartes filles pour des histoires de CEM.
À cette étape, j'avais encore la commutation de la sortie par un transistor (sur la masse) qui était une demande initiale. C'est ce transistor qui claquait. Nouvelle négociation et j'ai pu modifier la commande pour bloquer les mosfets de puissance tant que le signal triangulaire n'était pas stable (CAG) et que la batterie de condensateurs n'était pas chargée. Ce fichu transistor commutant la masse faisait remonter la masse de puissance vis à vis de la masse de la logique de commande.
J'ai dû donc simplifier tout ce que je pouvais simplifier et j'en suis aujourd'hui arrivé à :
Il y a du monde, mais tout est côté composant et je ne suis pas sûr d'avoir encore la place de rajouter des composants. La carte initiale comportait deux TL5001A (5V et HT) et un double comparateur (et la partie haute tension). Il y avait un peu de place. Aujourd'hui, il y a un redresseur synchrone, un circuit de reset et de détection des microcoupures, une alimentation 5V (jusqu'à 6A pour alimenter la logique de la carte et les deux cartes filles), un circuit de charge et de décharge de la batterie de condensateur (j'ai utilisé deux résistances de 25W, j'aurais pu n'en utiliser qu'une, mais il aurait fallu gérer un temps de garde sur la commutation et ça ne passait plus en terme de taille), un gros pavé en haut à droite avec l'équivalent d'un TL5001A mais à sortie push-pull et synchrone (horloge à quartz à sortie carrée, donc PLL et bascules, générateur de signal triangle avec contrôle automatique de gain, gestion des court-circuit, coupure en cas de surchauffe des MOSFET, correcteur... J'oublie les alimentations 14V et 18V nécessaires à la polarisation des mosfets de puissance et au système de précharge et de décharge), mais celles-ci sont linéaires et n'ont pas besoin d'une précision démoniaque. En bas à droite, la partie haute tension. Et là où il n'y a pas de composants se trouvent les pistes HT avec les distances d'isolation... Et les TO220 qui sont sur des radiateurs le sont parce que je n'ai pas la place de les mettre à l'horizontal (le radiateur ne sert que de support mécanique).
Ça fait quatre ans que je suis sur le sujet (pas à temps plein, il a fallu batailler pour trouver des composants, pour trouver une boîte capable de fabriquer un transfo à façon [si vous avez besoin, j'ai]) et ma femme râle assez souvent en me disant que je devrais passer à autre chose. Mais tant que le client paie et que le projet avance...
Le 17-11-2022, Gauloisjesuis snipped-for-privacy@maisnon.fr a écrit :
Désolé, le VAX qui héberge entre autre mon FTP anonyme s'est pris la foudre et son alimentation n'a pas aimé. il a fallu sortir le fer à souder, mais je crois qu'il est maintenant reparti.
Désolé pour l'interruption, les illustrations sont à nouveau disponibles.
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