TO-220 bez radiatora, ale w obudowie

Aug 22, 2019 44 Replies

Co ty robisz z takimi napięciami? :)

No tak :) Czyli w tym 900V jest po prostu większa pojemność bramki?

No tak...

A jeśli ten "continuous current" zainterpretować jako maksymalny prąd nieimpulsowy, ale niekoniecznie ciągły? Np. 2 sekundy tego prądu i 18 sekund na odpoczynek. 40W mocy średniej już się odprowadzi. Byle tylko radiator przyjął te 400W przez 1/10 czasu i zakumulował :)

Przepływowy podgrzewacz wody ma ok. 4kW, jest chłodzony wodą ;)

Mega. Ta technologia tworzenia tranzystorów z pojedynczych "komórek" na wspólnym podłożu jakoś się nazywa? Kiedy to wymyślili?

Hmm. A to zwarcie drenu ze źródłem nie jest na bardzo małym obszarze? Nie powinno się momentalnie przepalić i pozwolić reszcie tranzystora pracować?

Czyli nawet w tranzystorze niepodzielonym na komórki mogą być hotspoty, które wynikają z niedoskonałości krzemu?

Tak, już jest jasne.

Swoją drogą, moge spytać skąd masz taką wiedzę na temat półprzewodników? Gdzie tego uczą? :)

No to liczymy. Jest IRFZ44N, Qg=63nC przy Id=25A (swoją drogą ma podane też Qgs=14nC przy Vds=44V; czemu to jest dużo mniejsze, skoro ładujemy bramkę względem źródła?), driver ma wydolność I=12V/1k=0.012A, czyli przejście zajmie 5.25us. Zauważalnie dłużej, niż liczone z pojemności :)

Patrzę teraz na "Maximum safe operating area" i wychodzi, że powinno być OK. Nawet dla 100us przy Vds=12V wychodzi maksymalny dopuszczalny Id=100A (czyli kosmiczny, ale zauważalnie większy niż moje 3.5A)...

O właśnie :) Tak to jest jak się odpisuje przed przeczytaniem, policzyłeś to samo :)

W sumie -- czemu by odparował skoro mieści się w safe operating area? Jakbym go nie kluczował raz na sekunde tylko raz na milisekundę? Wtedy safe operating area się nie liczy, bo jest podane tylko dla "single pulse" (i to "raz na sekundę" jeszcze się zalicza do pojedynczego impulsu)?

Tak... widzę właśnie, jedno dzielenie.

Chyba że się więcej niż jeden usmaży? :)

Jak myślałem kiedyś, jak coś takiego zabezpieczyć (choć nie konkretnie ten układ) to wymyśliłem, żeby wrzucić na wejście bezpiecznik i w momencie wykrycia awarii tranzystora procesor zwierał zasilanie tyrystorem (bez ograniczenia prądowego albo z takim, które przekroczy prąd bezpiecznika) i niech ten bezpiecznik sobie ładnie odparuje. Nie wiem na ile ma to sens. Tak czy inaczej tu czegoś takiego nie chcę ;)

Wiesz, to jednorazowa "produkcja", więc cena nie gra aż takiej roli. I tak to ja płacę (obiecałem zrobić inkubator w zamian za pierwszego wyklutego węża, zamiast liczyć się co do złotówki za części i wszystko inne) :) Po prostu jak już się podejmuję to chcę, żeby działało. Bardzo źle bym się czuł, gdyby na skutek mojego błędu coś się stało z tymi wężami.

Aaa, takie buty :) Jak z procesorami. Jedne będą i5, drugie będą i7, a jeszcze inne oznaczy się i3, nic się nie marnuje :)

W sumie ma to sens.

Swoją drogą, w Polsce w ogóle ktokolwiek jeszcze zajmuje się produkcją półprzewodników? Kiedyś było CEMI, ale już dawno nie ma... wiem że jest Wilk Elektronik (ci od marki Goodram) ale nie wiem, czy nie zlecają produkcji (zdziwiłbym się, gdyby opłacało im się robić kości samemu, ale może?).

Teraz jasne. Dzięki!

Wytłumaczyłeś dobrze -- na tyle, że zrozumiałem :)

Otworzyłem AN, przerzuciłem na czytnik. Jadę na urlop, to będzie co czytać, jak się jezioro znudzi :)

Bardzo podoba mi się zdanie: "This type of visual pattern is more attractive when observed on the surface of the moon, instead of on the surface of parts that are trying to land there."

Energia zgromadzona w kondensatorze zależy liniowo od jego pojemności, a kwadratowo od napięcia. Dlatego 50uF przy 900V zawiera w sobie tyle energii, co 450uF przy 300V. Dzięki znacznie mniejszej pojemności nie musi to być kondensator elektrolityczny, więc go eliminuję i zyskuję na trwałości urządzenia. Do tego trzeba mieć odpowiednie tranzystory, ale w ostatnich latach nastąpił wysyp elementów z węglika krzemu na

1200V i więcej, więc tu problemu nie ma. Ponadto, przy tej samej mocy w układzie zasilanym większym napięciem płyną proporcjonalnie mniejsze prądy, a straty rezystancyjne zależą od kwadratu prądu. Układ zasilany z 900V będzie się grzał 9x mniej, niż układ zasilany z 300V. Mniej ciepła to większa sprawność, ale przede wszystkim brak podgrzewania wszystkiego w okolicy => znów podnosi się trwałość urządzenia.

Większa w porównaniu z czym?

Czy i jak się ta technika nazywa to nie wiem, ale HEXFETy wprowadzono na rynek w 1979, więc stosuje się ją co najmniej od tego czasu. Pewnie jest znacznie starsza.

Domieszki i metalizacja się rozpuszczą w krzemie i się tworzy dobrze przewodzący stop. On nawet nie musi być dosłownie ciekły, wystarczy, że dyfuzja zajdzie dostatecznie szybko.

Hotspoty mogą się pojawić nawet w diodzie i są olbrzymim problemem przy produkcji elementów dla energoelektroniki. Zrobić dostatecznie jednolitą strukturę np. tyrystorową o powierzchni kilku cm^2, która nie odparuje przy grubych kiloamperach to jest mistrzostwo galaktyki.

Nie przesadzajmy, sporo tego jest choćby w Sztuce Elektroniki Horowitza i Hilla.

Ale CO ładujemy względem źródła? :-)

14nC przy prądzie 12mA to 1.16us. Masz swoje 900ns, wszystko się zgadza. To jest pierwszy obszar na wykresie V_GS(Qg), ładujesz zwykły kondensator. Ale przy przekroczeniu V_TH pod bramką uformował Ci się przewodzący kanał, którego tam wcześniej nie było. Są dwie elektrody i dielektryk, utworzył się nowy kondensator. I to jeszcze taki parszywy, że jego powierzchnia gwałtownie rośnie wraz z napięciem bramki. A tym samym efektywna pojemność. Nieprzerwanie pompujesz w bramkę ładunek, a napięcie na bramce stoi. To jest plateau. Potem struktura kanału jest już w pełni uformowana i pojemność przestaje rosnąć, więc liniowo rośnie napięcie -- trzeci odcinek charakterystyki. Nie ma to nic wspólnego z efektem Millera, bo plateau zaobserwujesz przy dowolnie powolnym ładowaniu bramki -- impedancja C_GD jest wtedy bliska nieskończoności i dren nie ma żadnego sprzężenia z obwodem ładowania bramki, CBDO. Efekt Millera to zjawisko dynamiczne.

Pojemność bramki bardziej wprowadza błąd niż jest użytecznym parametrem projektowym w zastosowaniach przełączających. Jest bardzo nieliniowa, a ładunek całkowity zawiera już w sobie wszystkie efekty wyższych rzędów.

Właśnie zacząłeś to świadomie liczyć, a nie zgadywać. Zupełnie bez uszczypliwości powiem, że to ważny dzień. :-) Teraz już *wiesz*, dlaczego to zadziała poprawnie.

Nawet w typowej przetwornicy działającej na 100kHz jeden pełny okres kluczowania to 10us. Ty go w połowie tego czasu nawet nie zdążyłeś dobrze włączyć, a już trzeba wyłączać. Przez sporą część tego czasu tranzystor siedzi w obszarze triodowym, zachowując się jak rezystor. Będzie gorąco. :-)

W tym czasie wydzieli się pewna ilość energii, która podniesie temperaturę struktury. A w kolejce już stoi następny impuls. Czas między impulsami jest krótki, więc moc będzie spora.

Dodatkowo z czasu przełączania i ładunku łatwo policzyć moc potrzebną do przeładowania bramki, a więc i straty.

No tak, układ jest odporny na awarię co najwyżej jednego elementu. Zwykłe połączenie jest odporne na awarię co najwyżej zera elementów.

Przeanalizuj dokładniej działanie opisanego układu. On jest odporny na

*każdy* scenariusz Single Point of Failure, a Twoje zabezpieczenie tylko na awarię MOSFETa na zwarcie. Awarii "na przerwę" bezpiecznik nie wykryje i węże odmrożą sobie tyłek. :-)

Pozdrawiam, Piotr

Hm, ale energia to jest w dielektryku zgromadzona, i jest liniowa - tzn po osiagnieciu granicznego natezenia pola elektrycznego, liniowo zalezy od objetosci :-)

A 300V to IMO na tyle duzo, ze juz mozna dielektryk dobierac, a nie "mniej sie nie da" ...

Ale masz takie urzadzenia, ze 1000V akceptuja ? Czy do przetwornicy idzie ... i 1200V to znacznie gorzej niz 300 ?

J.

No tak, ale to dotyczy każdego kondensatora. A z punktu widzenia praktycznego kondensatory foliowe kilkadziesiąt uF/1kV są i mają porównywalne rozmiary z elektrolitami na 400V. To wolę wziąć foliowe.

Akurat u mnie to to jest V_BUS, tj. tyle wychodzi z PFC i idzie do przetwornicy z 600-900V na cokolwiek potrzebnego. Przy takich napięciach nawet w półmostku płyną dostatecznie małe prądy, by się nie przejmować wadami tej topologii -- półmostek na 900V ma lżej niż pełen mostek na 400V, a sterowanie jest znacznie prostsze.

Pozdrawiam, Piotr

Ale czy nie ma foliowych ma 500V, o wiekszej pojemnosci ?

P.S. Foliowe tez sie czasem uszkadzaja.

Technologia poszla do przodu :-)

A jakie napiecie wyjsciowe/docelowe ? Moze na 400V tez wystarczylby polmostek ?

J.

Jak szukałem, to nie było, a składanie baterii 500uF/450V z elementów na

1kV jakoś mi się nie uśmiechało.

Tak, czasem. "Useful life time: > 100 000 h at UNDC and 70 °C" Milion godzin przy deratingu do 2/3 UN(ominal)DC. Biorę to na klatę.

I zacznijmy z tego korzystać.

+/-15V. Problemem jest jednak napięcie wejściowe. Układ powinien pracować poprawnie przy podłączeniu jedno-, dwu- i trójfazowym. A trzy fazy to 560V po wyprostowaniu. Prościej było więc od razu przyjąć V_BUS znacznie wyżej niż maksymalne napięcie wejściowe i resztę projektu wyprowadzić stamtąd. Inne benefity to bardzo pożądany efekt uboczny.

Pozdrawiam, Piotr

Dlaczego nie może? Mierzę bezpośrednio prąd uzwojenia pierwotnego.

Pozdrawiam, Piotr

A byly jakies inne wymagania ?

Ale jak sie jednak uszkodzi ... pozaru nie bedzie ?

Moze nich inni przetestuja ... jesli my nie musimy :-)

Ale to ciagle tylko 600V, nie trzeba 1200

J.

A jak się elektrolit uszkodzi, to pożaru nie będzie?

Ja pisałem o elementach na 1200V, a nie o wykorzystaniu napięcia 1200V.

Pozdrawiam, Piotr

No, dokładnie. Przesuwa się napięcie na dzielniku pojemnościowym, które w idealnym przypadku powinno wynosić V_BUS/2. Tylko dlaczego mam nie móc następnego impulsu skorygować tak, by średni prąd magnesujący wynosił 0? Jeden kontroler PID więcej. Tu masz inny pomysł: korekta prądu magnesującego poprzez wstrzykiwanie prądu z zewnątrz.

formatting link
A tu w pełni cyfrowo:

formatting link

Jak kompensator wykryje asymetrię poza swoimi możliwościami, to wyłącza klucze. Ale to raczej na starcie, niż podczas stabilnej pracy.

Nie każde sterowanie prądowe to proste odcięcie klucza przy ustalonym progu prądu. Można sprytniej modulować próg. PFC w trybie CCM przecież dokładnie na tym polega -- prąd dławika ma się mieścić pomiędzy dwoma sinusami o różnej amplitudzie.

Pozdrawiam, Piotr

Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.

Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś wpadł na sześciokąty.

Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.

Ok, teraz wszystko jasne :) W sumie logiczne -- bramka dosłownie zmienia swój charakter w miarę otwierania tranzystora.

Tak... nie wiedziałem wcześniej, jak to liczyć.

Dla 3k3 (który mam w układzie teraz) i 11V (powiedzmy, że będzie spadek na przewodach) I=3.3mA, Qg=63nC, t=18.9us. Czyli mimo wszystko nadal, nawet jak nie zmniejszę tego pullupa 3k3, jestem w bardzo bezpiecznym zakresie, zgadza się?

Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?

No tak. Kwestia skali.

Da się tę energię jakoś wyliczyć lub chociaż oszacować? Wydaje się to nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie obejdzie, ale może jest jakiś prostszy sposób?

Hmm, straty sterowania. Powiedzmy, że mam ten rezystor 3k3, czyli wpompuję

63nC w ciągu 18.9us i naładuję do 11V. Załóżmy też, że robię to 2x na sekundę i nie chcę liczyć na razie mocy rozładowania bramki.

Wtedy moc jednego przeładowania wyniesie P=(U*Qg)/t=37mW, a średnia moc pobierana przez ładowanie jedynie 1.4uW (P*D, gdzie D=18.9us/0.5s)? Dobrze to liczę?

No i co z samymi stratami złącza Uds podczas tego przełączania... one przecież są dużo, dużo większe.

Prawda.

Awarie mosfetów "na przerwę" w ogóle się zdarzają? Wydawało mi się, że to się nie dzieje, mosfet przepala się na zwarcie, a przerwa zrobi się najwyżej wtedy, kiedy to zwarcie spowoduje przepływ takiego prądu, że się zwarcie przepali.

W zasadzie tak. No i jeszcze dochodzą inne materiały. Węglik krzemu i azotek galu mają 10x wytrzymałości krzemu. Dzięki czemu możesz sobie kupić takiego potwora (1.2kV/R_DS_ON=21miliomów/C_ISS=4.8nF!!!):

formatting link

Jeden fizyk z jednym inżynierem do pomocy. A potem firma International Rectifier nagle stała się bardzo bogata.

Książka ma tę wadę, że wiele się z niej nie nauczysz, jak już trochę nie wiesz. To nie jest podręcznik. Ma za to za zadanie pokazać, jak konkretne praktyczne problemy rozwiązują fachowcy. Ponadto, pan Hill pracuje właśnie nad bardzo rozbudowanym suplementem do tej książki i poprosił społeczność o korektę. A co tam, masz Mikołaja w sierpniu:

formatting link
Oraz:

formatting link

Jeden maleńki element (brałbym w SOT23-5 albo SC70) zamiast kilku. Dla mnie jest, ale to kwestia gustu. Nie po to mądrzy ludzie poświęcają czas na opracowanie znakomitego i taniego chipu, by bez wyraźnej potrzeby uprawiać koproplastykę z elementów dyskretnych. Ale to ja. :-)

Oczywiście, to jeden z niezbędnych kroków podczas projektowania przetwornicy impulsowej większej mocy. Wylutuje się sam ten tranzystor, czy nie wylutuje?

Funkcja całkowana jest stosunkowo prosta przy kilku rozsądnych założeniach. Przełączanie zachodzi w impulsie, a w układzie są pojemności i indukcyjności o sporych wartościach, więc napięcia i prądy można traktować jako stałe lub co najwyżej rosnące liniowo. Do dobrania radiatora nie potrzeba dokładności na trzecim miejscu po przecinku. Poszukaj pod "MOSFET switching losses", jest mnóstwo gotowego materiału.

Dobrze. :-)

Poza sytuacjami patologicznymi dokładnie tak.

Samych MOSFETów raczej rzadko, ale pęknięcia lutów już tak:

formatting link
Efektywnie jest to awaria "na przerwę" i duże zmiany temperatury jej wybitnie sprzyjają. Czy to awaria tranzystora, czy nie -- nie będę się spierał, wężom będzie jednakowo zimno. ;-)

Pozdrawiam, Piotr

Jedyne 170 zł :) nie chciałbym go spalić :)

Czyli to pomysł IR, który wyniósł ją na szczyt?

Wikipedia, "History":

1979: first hexagonal power MOSFET

No no.

Trochę wiem :)

Społeczność tzn. konkretnie kogo?

Na pewno mam? 404 :(

No nie da się zaprzeczyć. Wcześniej widziałem tylko drivery w SO-8 ale faktycznie są i w SOT-23-5. MCP1415 np... tego zastosuję, do tego IRF540 zamiast IRFZ44N i chyba będę mógł spać spokojnie :)

"They can accept up to 500 mA of reverse current being forced back into their outputs without damage or logic upset."

Czemu miałby do nich wracać jakiś prąd z mosfeta?

Ciekawe, że przy takich driverach nie jest potrzebny żaden rezystor bramki...

Racja. Poczytam.

No tak... chociaż to chyba przy dużych drganiach? Przynajmniej tylko w takich urządzeniach to widziałem. Duży element, niekoniecznie dobrze umocowany / przyklejony, i drgające środowisko :)

Np. transformator w syrenie alarmowej w motorze tak mi się odłączył.

Tak bym myślał, ale czemu IRF540 ma na wykresie SOA "D.C. OPERATION" a IRFZ44N nie?

Tak, prawda. Regulacja jest impulsowa (PWM, 16 stanów, zegar 30 Hz, czyli pełny okres ok. 2 Hz, a minimalny możliwy okres włączenia lub wyłączenia

33 ms).

Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520? Co do SOA dla D.C.: SOA daje informacje o pracy w zakresie liniowym. Zakresu liniowego sie nie da uniknac ale przy pracy jako klucz wystepuje tylko krotkimi impulsami. IRFZ44N nie jest przeznaczowy do pracy liniowej, wiec SOA dla D.C. jest niepotrzebne dla normalnych uzytkownikow. Nie przejmuj sie za bardzo surrealistyczna propaganda Piotra Wyderskiego: krzywe SOA sa dla pojedynczych impulsow, tymczasem w wiekszosci zastowowan MOSFET jest otwarty przez spory procent czasu. Czyli jesli dopuszczasz tylko prace w zakresie opisanym przez SOA to zostalaby tylko jakas egzotyka gdzie z rzadka generuje sie mocny impuls. A nawet wiekszosc tego by odpadla: masz SOA dla impulsow 10ms i 1ms ale nie masz dla np. 3ms.

W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza. Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.

Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli tranzystor jest stabilny termicznie. Ponizej 5.5V prad rosnie z temperatura, czyli jest potencjalna niestabilosc. Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds, ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec. Czyli przy V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci. Z krzywych SOA wynika ze przy przelaczaniu tez nie trzeba sie bac niestabilnosci. Oczywiscie caly czas musisz pilnowac by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz bylo tu liczone ze jest OK.

Oddzielna sprawa dlaczego producent nie podaje roznych informacji ktore powinen miec (dotyczy to wielu innych parametrow, nie tylko D.C. SOA). Niestety jest to dosc powszechne zjawisko raczej nic sie nie da na to zrobic...

IRF540, ale datasheet z ST, nie z Vishay.

formatting link
-- tu nie ma

formatting link

-- tu jest (str. 3 na dole)

Ok, czyli reasumując -- jak zostawię IRFZ44N, tylko zmienię swój prosty driver na jednym tranzystorze na scalony (MCP1415) to powinno być dobrze :)

Faktycznie. Nie patrzyłem na ten wykres w ten sposób.

Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza pracę DC...

SOA (rys. 8) trzeba interpretować w taki sposób, żeby znaleźć się pod daną krzywą? Czyli np. jeśli przełączam w czasie 1ms, to muszę zapewnić takie warunki, żeby w jednym momencie nie było i Uds=10V i Id=30A? Czy Uds jest podane dla stanu zatkanego a Id dla w pełni przewodzącego (maksymalny prąd)?

OK, ja patrzylem na datasheet z IR i z Vishay. A propo: zauwazyles ze to dwa rozne tranzystory, inny proces, inne parametry.

Nawet z driwerem dysktretnym powinno byc OK. Krytyczny odcienk (plaski na krzywej 6) to max 23 nC ("Miller" charge). Przy okolo

6V na oporze 3.3k many ok. 1.8 mA pradu i czas przelaczania ok. 12us. W pierwszym odcinku transytor jest wylaczony (nie plynie prad) wiec nie ma problemu z moca. W trzecim spadek napiecia na tranzytorze jest maly wiec tez nie na problemu. W tym drugim odcinku najgorszy moment to polowa napiecia na tranzystorze, jak masz grzejnik 12V to wtedy moc chwilowa w tranzystorze to 10.5W. Przelaczajac 2 razy na sekunde daje to srednia moc rzedu 260 uW. Nawet jakby grzejnik byl na wyzsze napiecie to srednia moc ciagle jest pomijalnie mala. A impulsie 100 us przy pelnym napieciu na tranzystorze mozesz miec 20A, czyli w trakcie przelaczania jestes daleko od grancy SOA.

Wersja IR i Vishay. Dla wesji ST nie widze takiej krzywej...

Jak jestes pod krzywa to producent obiecuje ze nic zlego sie nie stanie. Uds=10V i Id=30A jest na krzywej, jak na chwile tam wjedziesz to sie nie nie powinno stac. Jak bedziesz przez 1 ms jechal po krzywej to ryzykujesz problem. Jeszcze jedno: to jest dla temperatury obodowy 25 C. W praktyce to oznacza ze na poczatku impulsu temperatura zlacza to 25 C. Dla tego tranzystora krzywe SOA sa bliskie krzywym stalej mocy, czyli rozsadnie jest przyjac ze na koncu impulsu temperatura zlacza to 175 C. Teraz, jesli masz np. temperature zlacza 100 C to zostaje tylko czesc od

100 C do 175 C, czyli z grubsza polowa dlugosci impulsu w porownaniu z rysunkiem. Dla ciebie dalej wystarcza, ale jak chcesz docisnac do granic mozliwosci to wychodzi troche mniej niz z naiwnego popatrzenia na rysunek.

Hmm, symbol ten sam -- nie powinno być tak, żeby tranzystory o tym samym symbolu były jednak zamienne?

Tzn. powinno jak powinno, ale czy jest?

23 nC, a nie 23 nC minus 7 nC?

Czyli tak naprawdę interesuje mnie czas przejścia przez środkowy, najbardziej płaski fragment charakterystyki Vgs / Qg, a nie całkowite przeładowanie bramki? Czyli dla IRFZ44N od ok. 9 nC do 21 nC, czyli

12 nC zamiast całkowitego 63 nC?

Zastanawiam się, czy to, że Qgs wynosi 14 nC, ma z tym związek.

Tak czy inaczej przeglądając to wszystko mam wniosek taki, że mogę bezpiecznie ładować bramkę IRFZ44N (a nie IRF540) z rezystora 3k3 i będzie bezpiecznie... wniosek słuszny?

Ale chyba powinno być podobnie?

Jasne, rozumiem. Dzięki!

ZCW sa rejestry z wymaganiami na "minimalne" parametry elementow. Jak projktujesz uklad tak by "minimalne" parametry wystarczyly to mozesz brac elementy od dowolnego producenta. Ale producent moze zadeklarowac ze jego elementy sa lepsze, jak na tym polegasz to nie mozesz zamienic na element z gorszymi parametrami.

Wyglada na to ze STM i IR w tym przypadku postawily na inne wlasnosci: IR ma mniejsze gwarantowane Rdson, STM podaje DC SOA.

Ja bralem max z tabeli na stronie 2. Krzywa 6 wskazuje ze typowe wartosci sa mniejsze, ale tu lepiej liczyc najgorszy przypadek.

Tak.

Ten srodkowy odcinek to inaczej "Miller charge", maksymalna wartosc w tabeli 2 (czyli najgorzy przypadek) 23nC jest troche wieksza od typowej wartosci z wykresu (jak liczyles rzedu 12nC).

Tak, przy twojej (bardzo niskiej) czestosci przelaczania.

Sa dwa efekty. Ze wzrostem temperatury spada napiecie progrowe co powieksza prad. Ale tez ze wzrostem temperatury rosnie opor, co obniza prad. Wersja ST ma wiekszy opor, wiec drugi efekt bedzie silniejszy czyli krzywa bedzie inna. Czy zmiana bedzie istotna? Nie wiem.

Troche teorii: jesli prad rosnie z temperatura to jest potencjalna niestabilnosc. Co sie faktycznie dzieje zalezy od grzania i rozchodzenia sie ciepla. Dostaje sie dosc skomplikowane rownania, nie wiem czy w praktyce daje sie z nich wyciagnac wynik liczbowy. Ale troche wiem o ogolnej teorii: tendencja jest taka ze przy niskej mocy jest niejednorody rozklad temperatury. Faktyczna niestabilnosc pojawia sie dopiero jak moc jest dostatecznie duza. Czyli bedzie jakis obszar bezpiecznej pracy (ale moze sie okazac ze przy konkretnym napieciu i pradzie bezpieczna moc jest duzo mniejsza od mocy maksymalnej). Krzywe SOA sa po by wiedziec jak wyglada obszar bezpiecznej pracy.

Jasne, ma sens.

A, ok. Jasne. Czyli to dla niego trzeba dobrać czas przeładowania.

Pytanie co to znaczy "bardzo niska". Cały okres PWM to pół sekundy, ale minimalnie okres włączenia (lub wyłączenia) ma 32 ms. Czyli w najgorszym przypadku tranzystor włącza się na 32 ms co pół sekundy (albo odwrotnie, wyłącza na 32 ms co pół sekundy). To nadal bardzo niska częstotliwość?

Tak... to to o czym pisał Piotr.

Join the Discussion

Have something to add? Share your thoughts — no account required.

Didn't find your answer?

Ask the community — no account required