Hej,
Różne źródła podają, że TO-220 bez radiatora jest w stanie rozproszyć ok.
1 W -- ale w jakiej sytuacji? Przy przewiewie, bez? Czy to prawda także dla małej, plastikowej obudowy bez wentylacji?Mam do rozproszenia 360 mW + 200 mW na dwóch elementach w TO-220 obok siebie, ale właśnie w takiej obudowie i zastanawiam się, czy przerabiać projekt i dorzucić mały radiator, czy będzie OK tak jak jest...
Datasheet IRF540 podaje max. RthJA=62 stopnie C/W. Jeśli obudowa nie jest jakoś wybitnie odizolowana termicznie, to osiągnie równowagę termiczną przy jakiejś rozsądnej temperaturze. Załóż 60 stopni, dodaj te 62/W i masz temperaturę złącza. 122 stopnie spokojnie mieści się w dozwolonym zakresie do 175 stopni.
Czyli łącznie pół wata. Nie powinno być problemu.
Pozdrawiam, Piotr
Bez. Rezystancja termiczna na poziomie 60-65 K/W
Rezystancja termiczna nie zależy od obudowy. Od obudowy i mocy strat zależy temperatura w obudowie.
Moim zdaniem będzie OK. Ale i tam musisz to sprawdzić.
Zamiast się doktoryzować z procesów cieplnych wystarczy do tej obudowy wrzucić opornik, ustawić zasilacz regulowany na wydzielenie w nim 1W, zostawić na godzinę i dotknąć obudowy. Jak nie będzie parzyć, to i półwatowy tranzystor wytrzyma...
Pozdrawiam, Piotr
Obawiam się, że "chwilowe przeciążenia" impulsowy tranzystor MOSFET w TO220 zabiją podobnie szybko jak w TO247. Typowe SOA w warunkach ostrego przeciążenia specyfikuje czas przeżycia tranzystora w okolicach 10us. Radiator nic nie da, impedancja termiczna nie pozwoli mu się istotnie ogrzać w tym czasie. A obawiam się, że szanse na to, że rozmawiamy o MOSFETcie lateralnym, *albo chociaż* o takim z rozszerzonym FBSOA,
*albo chociaż* impulsowym z SOA zdefiniowanym dla DC są minimalne.Pozdrawiam, Piotr
Datasheet dla IRFZ44N podaje prąd udarowy drenu 160 A i ciągły 49 A. To już chwilowe przeciążenie? :)
Zawsze mnie dziwiło, że takie cienkie nóżki (i jeszcze cieńsze druciki w środku) są w stanie wytrzymać takie prądy. W środku to pewnie złoto albo pozłacane, ale końcówki to chyba zwykła, pobielona czymś miedź?
Nie... to jeden 7805 i jeden IRFZ44N obciążony 3.5 A, czyli z ogromnym zapasem (wziąłem go, bo akurat mam zapas; to jednostkowe urządzenie). Żadnych udarów tam nie będzie, 7805 zasila elektronikę a mosfet rezystory grzewcze.
Więc tak się to liczy... tak, teraz patrzę na te wartości w datasheecie (junction-to-case, case-to-sink, junction-to-ambient) i ma to sens. Dzięki!
Ale temperatura w obudowie dodaje się do temperatury wynikającej z rezystancji termicznej i podnosi temperaturę złącza... tak?
Czyli jeśli mamy 65K/W junction-to-ambient, to złącze mając w obudowie 20C będzie miało 85C, ale w obudowie będzie coraz cieplej i cieplej, więc złączu też będzie cieplej... pytanie jakie jest oddawanie ciepła przez plastikową, czarną obudowę do otoczenia i przy jakiej temperaturze się to wyrówna.
To się jeszcze dokop, w jakich warunkach. :-) A warunki są typowe: tranzystor jest utopiony w bańce z mieszaniną związków fluoroorganicznych o temperaturze wrzenia dostrojonej do 25 stopni Celsjusza. Każda moja płytka tak ma, Twoja nie?
Jak już będziesz kopał, to wykop też przy jakim napięciu dren-źródło jest zmierzony ten prąd. Bo w warunkach realnych może ono być dostatecznie wysokie, by wyrwać tranzystor z obszaru nasycenia. I wtedy się dowiesz, dlaczego MOSFET zaprojektowany do pracy liniowej jest 5--10x droższy od przewidzianego do impulsowej. Na ten przykład takie badziewie 100V/100A w postaci IXTN200N10L2 kosztuje drobne
150 złotych za sztukę. A przecież wystarczy dać dwa Twoje równolegle-- "ale głupi ci Rzymianie". :-)
Utop sobie płytkę w PFC, jak pan Cray miał w zwyczaju robić ze swoimi superkomputerami i Cię przestanie dziwić. Albo zacznij traktować pierwsze strony datasheeta jako koncert życzeń i sobie bez gry wstępnej studiuj obrazki "Safe Operating Area". Możesz się wtedy zdziwić, że stuamperowy MOSFET nie ma tam w ogóle zaznaczonego obszaru DC. :->
Jasne, w tranzystorze za dwa złote. Aluminiowe druciki, czasami cienka blaszka.
Jakim zapasem, skoro Twój tranzystor w ogóle nie ma specyfikacji DC? :->
Datasheet => rysunek 8., maksymalna określona przez producenta długość impulsu = 10 milisekund. W 22-amperowym IRF540 produkcji ST:
Wg inżynierii konserwatywnej jedziesz po bandzie, używając elementu poza zakresem dopuszczonym przez producenta. Tak, ja wiem, że nie wybuchnie, ale formalnie Ci nie wolno. :-)
Pozdrawiam, Piotr
Dokładnie tak. Przy idealnej izolacji ciągle dostarczanym milidżulem stopisz stal, bo się temperatura będzie stale i powoli podnosić. Pytanie więc tylko, jak nieidealnie izolowana jest Twoja obudowa. Wsadź w nią ten opornik i zmierz. Minuta przygotowań, godzina czekania i będziesz wiedział, a nie zgadywał. Są trzy mechanizmy przepływu ciepła: promieniowanie, konwekcja i przewodzenie. Tylko pierwszy z nich da się z grubsza oszacować z praw fizyki, reszta to HGW zależące od otoczenia. Zmierz.
Pozdrawiam, Piotr
Może jakieś mikrogramy stali. A przy idealnej izolacji czas dostarczania owego milidżula nie ma znaczenia. Gdybyś mówił o miliwatach... ale nie mówisz ;-)
P.P.
Touche! :)
Pozdrawiam, Piotr
Nie muszę wsadzać opornika, układ jest już gotowy (powiedziałbym, że prototyp, ale nie będzie raczej kolejnych, więc układ), więc po prostu zamknę go w tej obudowie i zmierzę jej temperaturę po godzinie.
Hmm. Gdzie tak piszą?
No tak... ma sens. Ja zwykle używam MOSFETów impulsowo (takie akurat miałem do tej pory zastosowania) :) Choć przymierzam się do zrobienia tego układu, a tu już jest sterowany liniowo:
Matkobosko, i to działa :) I ma mały Rdson... dla IRFZ44N podają 17.5 mom, zmierzone wyszło nawet trochę mniej (57.5 mV @ 3.5 A = 16.42 mom).
Faktycznie. Patrzę teraz w datasheet IRFZ44N i nie ma. Zasugerowałem się "Continuous Drain Current", stwierdziłem że skoro wytrzyma 49 A, to będzie duuuuży zapas (mam tam 3.5 A). A tu chyba tak nie ma.
Więc jak oni liczą ten "Continuous Drain Current"? To prąd AC? Przecież impulsowego nie opisaliby (chyba) jako "continuous" :)
Tu gość pisze:
Dobrze rozumiem, że on go upalił pracując w zakresie liniowym? Jeśli tak, to o tyle dobrze, że ja go kluczuję. Wprawdzie projektując "pod zapas" nie przejmowałem się raczej czasem przeładowywania bramki (bramka jest ściągana do masy przez BC817 + 100R, a do +12V przez 3k3), ale to mogę zmienić.
Niżej doczytałem też, że to hexfet, a one są projektowane do pracy impulsowej a nie DC. Ale czy na pewno impulsowej, a nie po prostu kluczowanej? Wspomniany przez ciebie IRF540 to też hexfet :)
Tak czy inaczej martwiące. Tym bardziej, że w tym przypadku przebicie mosfeta oznacza śmierć (niewyklutych węży -- to sterowanie grzałką inkubatora). Chciałbym dla spokoju ducha zmienić go na inny. Tylko jaki? Przejrzałem kilkanaście z tme, które spełniają kryteria (Id, Uds, Rdson) i żaden nie ma podanego DC SOA. Wspomniany IRF540 ma, ale wydzieli mi 943 mW. Ale może nie ma nic lepszego (o mniejszym Rdson)?
Przyszło mi też na myśl, żeby wyrzucić tego mosfeta i wrzucić zwykły BJT. TIP41C na przykład. Przy 3.5A powinien mieć Ucesat ok. 250mV (i 350mV przy
150 st. C), czyli rozproszenie mocy 875mW...1225mW. Tylko układ trzeba będzie przerobić (a jest już zmontowany), bo przy hfe rzędu 25 nie wysteruję go tak jak mosfeta... a przy IRF540 nie...Queequeg wrote:
Na przykład w nocie aplikacyjnej AN-1140 International Rectifier.
"IR defines what can be called the “ultimate current” for power packages on discrete products. This ultimate current represents the largest current any given package can withstand under the most forgiving of setups for heat management. The bench setup used in measuring the ultimate current at International Rectifier is full immersion of parts in a nucleated-boiling inert fluid. Nucleated boiling can be a very effective means of removing heat from hot objects."
Do takich zastosowań polecam FQA11N90:
Przy najmniejszym możliwym napięciu dren-źródło, nieskończenie dobrym radiatorze, w pełni wysterowanej bramce i maksymalnej temperaturze złącza (150-175 stopni dla obudów epoksydowych i krzemu).
Sprawa jest dość złożona. MOSFET to równoległe połączenie elementarnych komórek, a one nie są idealnie jednakowe. Niby problemu nie ma, bo w wielu książkach piszą, że MOSFETy można łączyć równolegle. Ma się tak dziać z powodu dodatniego współczynnika zależności rezystancji kanału od temperatury. Im komórka cieplejsza, tym większą ma rezystancję i bierze na siebie niej prądu. Z jakiegoś powodu jednak w tych samych książkach nie piszą o tym, że napięcie progowe spada z temperaturą, choć dowcip polega na tym, że wykres V_TH(T) zazwyczaj jest w datasheecie zaraz obok R_DS(T). Przy równoległym połączeniu bramek komórek elementarnych do wspólnego wyprowadzenia napięcie bramek będzie z konieczności jednakowe w każdej komórce, więc więcej prądu popłynie jednak komórkami gorącymi. I teraz od konkretnej konstrukcji tranzystora zależy, który z tych współczynników dominuje (i w jakim zakresie parametrów). Tranzystory dopuszczone do pracy liniowej są bezwzględnie stabilne (kosztem pogorszenia innych parametrów), w impulsowych nie jest to z kolei istotne, bo z samego sposobu użycia wynika, że tranzystor ma możliwie szybko przelecieć przez triodowy obszar charakterystyki i pracować albo w pełnym odcięciu, albo pełnym nasyceniu. Więc się go optymalizuje pod tym kątem, ale wtedy producent zwykle nie gwarantuje braku hot spotów. Są MOSFETy o pośredniej charakterystyce: zasadniczo produkuje się je do zastosowań impulsowych, ale producent gwarantuje rozszerzony zakres SOA (extended FB SOA) dla zastosowań liniowych. Często wtedy są podane dwie maksymalne moce strat: impulsowa i liniowa, zazwyczaj rzędu 50% impulsowej. W przypadku MOSFETów czysto impulsowych tego typu dane nie są dostarczane, więc bezpiecznie jest przyjąć derating do 25--40% PD_MAX. Choć doniesienie o ubiciu kiloamperowego MOSFETa przy 4% jego nominalnych możliwości też czytałem. Cóż, do zastosowań linowych są tranzystory liniowe...
Wtedy pracuje w nasyceniu, jeśli napięcie bramki jest dostatecznie wysokie.
Weź najtańszy gotowy driver w SO8/DIP8, będzie bez porównania lepszy niż ta konstrukcja.
Hej, nie panikuj. :-) Brak specyfikacji DC nie oznacza, że jest to wartość beznadziejnie niska. Znaczy tylko tyle, że producent nie przewiduje stosowania danego elementu w takim zastosowaniu, więc nie zadaje sobie trudu specyfikowania tej wartości i potem jej gwarantowania w pełnym zakresie obciążeń. Inne parametry też nie są albo podawane wcale, albo mają wartości przeszacowane o rzędy wielkości. Przykładowo, prąd upływu diody krzemowej jest zazwyczaj podawany jako 1uA, choć w rzeczywistości jest ZNACZNIE mniejszy. Po prostu ustawienie automatu testującego na zakres nanoamperów oznacza nieakceptowalnie długi czas pomiaru parametru, którego wartość nie ma znaczenia w większości zastosowań. A czas to pieniądz. Ktoś musi za te ratingi zapłacić. Więc albo producent ustawi tester na nanoampery i tę samą strukturę sprzeda znacznie drożej pod innym oznaczeniem, albo tanio kupujesz zwykłe diody i sam je charakteryzujesz. Producenci wyczynowego sprzętu pomiarowego powszechnie stosują drugie rozwiązanie, bo z dosłownej lektury datasheetu wynika, że potrzebny element nie istnieje. :-)
Twoje zastosowanie z grzałką jest tak odległe od maksymalnej mocy rozpraszanej tranzystora, że nie ma powodu przejmowania się brakiem DC SOA. Jak wyżej, IRF540 od ST ma podaną DC SOA, a Vishaya nie. Zapewne dlatego, że nikt nie pytał, a nie dlatego, że się przepali przy jednym amperze. Ale sztucznego obciążenia z tego tranzystora nie rób, bo tam się już stąpa po cienkim lodzie. :-)
Pozdrawiam, Piotr
Przeczytałem ten fragment. Ładnie kantują...
Aż 900V? Tyle nie trzeba :) To napięcie nie jest kosztem czegoś innego?
Ok, czyli jeśli zapewni się pracę kluczowaną i właściwe chłodzenie, to można liczyć na prąd zbliżony do continuous drain current?
Hot spotów, tzn.?
Masz przykład? Zerknąłbym, gdzie i jak to jest opisane w datasheecie.
Tak... byle tylko przejść przez ten triodowy zakres.
Teraz raczej staram się uratować to, co jest, żeby nie przeprojektowywać PCB i nie przelutowywać wszystkiego :) Choć jeśli okaże się, że tak jest bezpieczniej, to zaprojektuję.
Gdybym zmniejszył rezystory (powiedzmy do 1k pull-up i 50R pull-down przez BC817) i użył IRF540, to czas pracy w triodowym zakresie przy włączaniu tranzystora będzie na tyle krótki, że będzie OK?
Z pojemności bramki (1700pF), rezystora 1k i zasilania 12V wychodzi mi, że bramka osiągnie 5V (odczytane z wykresu dla 3.5A + pewien margines) po
900ns. Chyba będzie OK? Dla IRFZ44N jest nawet lepiej (1470pF, 4.5V, 700ns).Z drugiej strony intuicja podpowiada, że coś mi te czasy za małe wychodzą. Ale takie wychodzą.
Czy może to się inaczej liczy i trzeba jakoś wziąć pod uwagę ładunek bramki?
Właśnie tego braku gwarancji się boję. Wolałbym to zrobić porządnie i się potem nie zastanawiać, czy już się przebił, czy przebije, tym bardziej że to nie będzie stało u mnie :)
Hmm, ale to się przecież robi tylko raz, a potem produkuje tranzystor w miliardach egzemplarzy. Nie opłaca im się to?
Queequeg wrote:
Ja pracuję w tym zakresie napięć, więc możliwości przyrządu odpowiadają potrzebom. :-)
A tranzystor jest tani oraz ma dobre (i precyzyjnie określone!) parametry w zakresie liniowym, więc się nie ma co obrażać, że umie więcej niż potrzeba. :-)
Jak zawsze. W tym przypadku granicą jest wytrzymałość krzemu na przebicie. Wysokie napięcie pracy oznacza konieczność stworzenia grubszego kanału, a to wprost przenosi się na jego rezystancję. Żeby zmniejszyć rezystancję dren-źródło trzeba połączyć równolegle wiele elementarnych komórek -- ale wtedy pojemność bramki też rośnie. Co sobie zaoszczędzisz na R_DS_ON, stracisz na ładunku bramki i stratach przełączania. Nie ma idealnego kompromisu, stąd mnogość MOSFETów na rynku. :-)
Tak, ale napisałem Ci już, co to znaczy właściwe chłodzenie. :-) Albo chłodzenie ewaporacyjne, albo radiator chłodzony wodą albo rurka ciepła. Popatrz na specyfikację mocy strat dużych tranzystorów:
400-900W, w obudowie TO247 albo TO3P. Całe 3.2cm^2 powierzchni chłodzącej. Na pewno poradzisz sobie ze strumieniem mocy 200W/cm^2?Żelazko ma 2kW i powierzchnię stopy ze 100x większą. W ramach wprawki proponuję schłodzić żelazko, a dopiero potem próbować z tranzystorami. :-)
Opisałem Ci to już innymi słowami. To, co nazywasz MOSFETem to tak naprawdę układ scalony złożony z kilkuset tysięcy elementarnych tranzystorów połączonych równolegle. One nie są idealnie jednakowe, choć steruje się nimi tak, jakby były. Nie masz wyprowadzonych stu tysięcy pinów bramki, z których każda ma swój driver. Wszystkie są pozwierane warstwą metalizacji albo krzemu polikrystalicznego i panuje na nich jednakowe napięcie wymuszone przez elektrodę bramki. No to teraz wyobraź sobie, że jedna z tych komórek odstaje nieco od pozostałych. Znacznie przerysowując i upraszczając, na każde 10 stopni wzrostu temperatury rezystancja dren-źródło rośnie dwukrotnie, ale napięcie progowe spada tak, że prąd rośnie trójkrotnie. No to wtedy przy takim wzroście temperatury prąd komórki spada 2x "na rezystancji", ale rośnie 3x "na progu". Efektywnie wzrasta więc o 3/2. Ciepło strat jest proporcjonalne do kwadratu prądu, więc rośnie o 9/4, nieco ponad dwa razy. Warunki chłodzenia zależą od konstrukcji tranzystora i nie zmieniają się w trakcie pracy, więc więcej ciepła to wyższa temperatura. Ale uwaga, lokalnie! -- sąsiednie komórki aż tak się nie grzeją, a bezwładność termiczna otoczenia jest gigantyczna, nie dochodzi do termalizacji. No więc obszar już gorący robi się jeszcze bardziej gorący i moc w nim wydzielana dalej rośnie. Granicą jest wytrzymałość materiału, w pewnym momencie komórka się przetapia i zwiera dren ze źródłem. RIP. To jest właśnie hot spot -- niewielki obszar o temperaturze znacznie odbiegającej od średniej, który zabił Ci tranzystor przy prądzie znacznie poniżej wartości maksymalnej.
To tak w dramatycznym uroszczeniu -- w praktyce równania cieplne są bardzo nieliniowe, hot spot nie ma większego związku z podziałem tranzystora na komórki, lecz jest wynikiem niejednorodności domieszkowania w większych obszarach itp. Ale intuicja powinna być jasna.
Do problemu podejść można na dwa sposoby: albo tak zaprojektować tranzystor, by temperaturowe spadki "rezystancyjne" były znacznie większe niż "progowe" wzrosty prądu (z czego wychodzi MOSFET liniowy), albo nie wprowadzać tranzystora na zbyt długo w obszar triodowy i nie martwić się problemem (MOSFET impulsowy), bo hotspot po prostu nie zdąży się przegrzać. Zdecydowana większość konstrukcji na rynku wybiera drugą ścieżkę, bo pozwala zoptymalizować parametry istotne w typowych zastosowaniach -- zasilaczach impulsowych -- kosztem niestabilności w obszarze, w którym i tak tranzystor nie miał działać. Trzeba o tym pamiętać, by potem się nie dziwić, że stuamperowy MOSFET odfrunął z hukiem przy 30A.
Nic spektakularnego, maleńka dodatkowa tabelka z kryptycznym opisem np. FBSOA. Łatwo przeoczyć.
Dokładnie o to chodzi.
Nie zgaduj, policz, to jest proste. Z definicji prądu wynika, że do przeładowania jednego nanokulomba w nanosekundę potrzeba prądu jednego ampera. Jeżeli tranzystor ma Qg=406nC (tyle ma mój o R_DS_ON
750 mikroomów, z którym obecnie pracuję), to mając driver o wydolności 4A przez obszar triodowy przejdziesz w 100ns. Prąd potężny, a szału nie ma...Z pojemności nie licz, bo bramka nie jest kondensatorem. Charakterystyka ładowania jest wybitnie nieliniowa, o kształcie rozciągniętej litery Z.
Qg=63nC, prąd ładowania 12mA (wariant optymistyczny) => przeładujesz w bramkę w 5.25us. Szału nie ma, ale do pracy kluczowanej z prądem 1/10 maksymalnego raz na kilka sekund wystarczy. Ale w zasilaczu impulsowym by Ci ten tranzystor odparował. :-)
Ostatecznie wszystko sprowadza się do ładunku, więc najlepiej z niego liczyć. Dodatkowo obliczenia są wyjątkowo proste, "na paluszkach", a nie przez całkowanie mocno pogiętych krzywych.
W wariancie ultra high-rel daje się cztery MOSFETy. Dwie równoległe gałęzie po dwa szeregowe tranzystory. Każda gałąź sterowana z własnego drivera. Układ jest odporny na dowolną awarię pojedynczego MOSFETa. Sztuczka znana od co najmniej lat 60., tylko w wariancie z tyrystorami. Ale te węże chyba aż tak cenne nie są? :-)
:-)))
Projektować można, papier wszystko przyjmie, tylko potem fizyka nie chce założeń uszanować. W rzeczywistości proces wygląda dokładnie odwrotnie: określa się zgrubne założenia, konstrukcji produkuje miliard sztuk, po czym każdą z osobna się mierzy i odkrywa, co się udało wyprodukować. Te kosteczki o dużej becie i małych szumach nazwiemy BC549C, o dużym napięciu przebicia BC547A, a średnio udane dostaną literkę B. Niektórych parametrów nie opłaca się mierzyć dokładniej niż jakiś próg akceptacji, więc się w datasheet wpisuje ten próg. I nie ma znaczenia, że rzeczywisty element jest 1000x lepszy, i to powtarzalnie. Chcesz mieć lepszą specyfikację (nie lepsze struktury!), to zapłać za koszt testowania i ogólne zawracania fabryce tyłka.
Pozdrawiam, Piotr
Tu masz to znacznie lepiej opisane, niż ja bym umiał. I z obrazkami/zdjęciami.
W dniu 2019-08-23 o 12:20, Piotr Wyderski pisze:
Nie śledziłem wątku, ale ostatnie wypowiedzi skłoniły mnie do zajrzenia do jego historii.
Nie pracuję z prądami powyżej 0,5A, ale wydaje mi się, że jednak ten tranzystor ma jakieś specyfikacje DC. Ja bym przyjmował, że mogę przez niego przepuścić DC 35A pod warunkiem, że:
- zagwarantuję temperaturę obudowy do 100 st.C
- napięcie bramki na stałe 10V.
Pozostaje kwestia włączania się w ten stan. Wyglądało by mi na to, że jeśli zapewnię wejście/wyjście z tego stanu w czasie max 1ms (przy napięciu zasilania 10V) to wszystko jest OK. Przy prądzie 10A i zasilaniu 15V wystarczy zmieścić się w 10ms. To jest z zapasem, bo jak obciążenie rezystancyjne bierze 10A z 15V to przy napięciu DS 15V nie ma 10A tylko 0. Dokładniej to trzeba by w wykres SOA wmalować prostą obciążenia (skala log więc nie będzie ona prosta).
Przyjąłem (nie było to powiedziane), że ten IRFZ44N kluczuje te 3.5A, a nie jest liniowym regulatorem prądu. Dlatego uważam, że element nie jest użyty poza zakresem. P.G.
ElectronDepot website is not affiliated with any of the manufacturers or service providers discussed here. All logos and trade names are the property of their respective owners.